第3章 直流电动机可逆调速及直流斩波调速系统 在生产实际中许多场合要求直流电动机能够正转、反转，且能够快速起动或制动，也即电动机能够四象限运行，这就需要可逆的调速系统。 在直流电力拖动系统中，无论是正转、反转还是制动，均要求改变直流电动机电磁转矩方向。要改变直流电动机电磁转矩方向有两种方法： 一是改变电枢电流方向，即改变电枢电压的极性； 二是改变电动机励磁磁通方向，即改变励磁电流方向。与这两种方法相对应的可逆调速系统也分两类： 一类是通过改变电枢电压极性实现的可逆运行的系统，称为电枢可逆系统； 另一类是通过改变励磁电流方向实现的可逆运行的系统，称为磁场可逆系统。 3.1晶闸管电动机(VM)可逆调速系统主电路结构形式 1. 单组晶闸管供电切换电流极性的可逆线路 (1) 改变电动机电枢与电源之间的连接极性 当电动机电流需要反向时，把电动机与整流桥的连接反过来，电流就能反向了。电路结构形式如图31所示。图31(a)所示利用接触器改变电动机两端电枢电压极性，图31(b)所示利用无触点的晶闸管来改变电动机两端电枢电压极性。当接触器KM1闭合时，电动机流过正向电流，电动机正转； 当接触器KM2闭合时，电动机流过反向电流，电动机就可以反转。 图31单组晶闸管供电切换电流极性的可逆调速系统 (a) 采用接触器改变电枢电压极性； (b) 采用晶闸管改变电枢电压极性 当电动机正向运转需要停车时，先使整流器停止工作，由于电动机电枢电流不能突变，电流方向仍然保持不变，但电磁转矩小于负载转矩，电动机转速下降，电流逐渐变小。当电流变为零时，把KM1断开，KM2闭合，同时使整流桥处于逆变状态，使Ud极性变反，成为下正上负，但由于电动机仍在正向运转，Ea的方向不变，通过控制逆变角Ud0f，使|Ud||Ud0f|=|Ud0r|(34) 大部分能量通过VF回馈电网，所以称为“本组逆变阶段”。由于电流的迅速下降，这个阶段所占时间很短，转速来不及产生明显的变化，其波形如图314中阶段Ⅰ所示。 图314α=β配合控制的有环流可逆调速系统正向制动过渡过程波形 当主电路电流Id下降到零时，本组逆变终止，第Ⅰ阶段结束，转到反组整流桥 VR工作，开始通过反组制动，从这时起直到制动过程结束统称“它组制动阶段”。它组制动阶段又分为第Ⅱ和第Ⅲ两部分。开始时，Id过零并反向，直到-Idm以前，ACR并未脱离饱和状态，其输出仍为-Ucm。当本组逆变停止时，电流变化延缓，LdIddt的数值略减，使 LdIddt-E<|Ud0f|=|Ud0r|(35) 反组整流桥VR由“待整流”进入整流，为主电路提供-Id，由于反组整流电压Ud0r和反组电动势E的极性相同(转速方向仍然没有发生变化)，反向电流很快增长，电动机处于反接制动状态，转速明显降低，如图314的阶段Ⅱ所示，称为“它组反接制动状态”。 由于ASR的输出仍然为+Uim，当反向电流达到-Idm并略有超调时，|Ui|>|Ui|，ACR输出电压Uc退出饱和，其数值很快减小，极性由“-”变“+”，然后再增大，使VR回到逆变状态，而VF变成待整流状态，此后，在ACR的调节作用下，力图维持接近最大的反向电流-Idm，电感电流基本不变。因而 LdIddt≈0，E>|Ud0f|=|Ud0r|(36) 电动机在恒减速条件下回馈制动，把动能转换成电能，其中大部分通过VR逆变回馈电网，过渡过程波形为图314的第Ⅲ阶段，称为“它组回馈制动阶段”或“它组逆变阶段”。由图314可见，这个阶段所占的时间最长，是制动过程中的主要阶段。 最后，转速下降至很低，无法再维持-Idm，于是，电流和转速都减小，电动机停止。 如果需要在制动后紧接着反转，Id=-Idm的过程就会延续下去，直到反向转速稳定时为止，正转制动和反转起动的过程完全衔接起来，没有间断或死区，这是有环流可逆调速系统的优点，适用于要求快速正转、反转的系统，其缺点是需要添置环流电抗器，而且晶闸管等器件都要负担负载电流及环流。 3.3.2可控环流可逆调速系统 为了更充分利用有环流可逆系统制动和反向过程的平滑性和连续性，最好能有电流波形连续的环流。当主回路电流可能断续时，采用α<β控制方式有意提供一个附加的直流平均环流，使电流连续，当主回路负载电流连续了，设法形成α>β控制方式，遏制环流至零。这样根据实际情况来控制环流的大小和有无，扬环流之长而避其短，称为可控环流的可逆调速系统。可控环流可逆调速系统原理图如图315所示。 图315可控环流可逆调速系统原理框图 1. 可控环流可逆调速系统工作原理 可控环流可逆调速系统的主电路采用两组晶闸管交叉连接线路，将变压器二次绕组，一组接成星形，另一组接成三角形，使两组电源电压的相位差为30°，这样可以使系统处于零位时避开瞬时脉动环流的峰值，从而可使环流电抗器的值大为减小。控制线路仍为典型的转速、电流双闭环系统，但电流互感器和电流调节器都用了两套，分别组成正反向各自独立的电流闭环，并在正、反组电流调节器1ACR、2ACR输入端分别加上了控制环流的环节，控制环流的环节包括环流给定电压-Uc和由二极管VD、电容C、电阻R组成的环流抑制电路，为了使1ACR和2ACR的给定信号极性相反，Ui经过放大系数为1的反号器AR输出-Ui，-U*i作为2ACR的电流给定，这样，当一组整流时，另一组就可作为控制环流。 当速度给定电压Un=0时，ASR输出电压Ui=0，则1ACR和2ACR仅依靠环流给定电压-Uc使两组晶闸管同时处于微导通的整流状态，输出相等的电流IF=IR=Ic，使晶闸管在原有的瞬时脉动环流之外，又加上恒定的直流平均环流，其大小可控制在额定电流的5%~10%，而电动机的电枢电流为Ia=IF-IR=0，正向运行时，Ui为负，二极管VD1导通，负的Ui加在正组电流调节器1ACR上，使得正组整流桥输出电压Ud0f增大，正组流过的电流也增大，与此同时，反组的电流给定-Ui为正电压，二极管VD2截止，正电压Ui通过与VD2并联的电阻R加到反组电流调节器2ACR上，Ui抵消了环流给定电压-Uc的作用，抵消程度取决于电流给定信号的大小，稳态时，电流给定信号基本上和负载电流成正比，即Ui≈Ui=βIa，β为电流反馈系数。当负载电流较小时，正的Ui不足以抵消-Uc，所以反组有很小的环流通过，电枢电流Ia=IF-IR，随着负载电流的增大，正的Ui继续增大，抵消-Uc的程度增大，当负载电流大到一定程度时，Ui=|Uc|，环流就完全被遏制住了，这时正组流过负载电流，反组无电流通过。与R、VD2并联的电容C则对遏制环流的过渡过程起加快作用，反向运行时，反组提供负载电流，正组提供控制环流。 2. 系统参数计算 可控环流的大小可按实际需要来确定，其定量计算方法如下。图316为可控环流系统的电流调节器ACR信号综合情况。当电动机正向运行时，对1ACR、2ACR可分别列出下列方程组。 图316可控环流系统的电流调节器 对于正组电流调节器1ACR, Ui为负，VD1导通，则 UifR0-UiR0-UcR0=0 因此 Uif=Ui+Uc(37) 对于反组电流调节器2ACR，i为正，VD2截止，则 UirR0+UiR0+R-UcR0=0 因此 Uir=Uc-R0R0+RUi(38) 设两组的电流反馈系数都是β，则 Uif=βIf，Uir=βIr 将式(37)和式(38)分别改写为 βIf=Ui+Uc(39) βIr=Uc-R0R0+RUi(310) 设电动机为理想空载时，Ui=0，则 If0=Ir0=1βUc=Ic(311) 这就是环流给定值。 当电动机正向运行，负载电流增大到一定程度时，环流完全被遏制住了，Ir=0，由式(310)可知，这时的电流给定信号为 Ui|Ir=0=R0+RR0Uc(312) 代入式(39)，则得 If=1βR0+RR0Uc+Uc=2+RR01βUc=2+RR0Ic(313) 式(313)表明，当整流电流增大到空载给定环流的(2+R/R0)倍时，直流平均环流就等于零了。例如，给定环流为5%IN，并要求整流电流增大到20%IN时将环流遏制到零。则环流给定电压应整定为Uc=5%βIN。而电阻应该选择为20%IN=(2+R/R0)5%IN，则R=2R0。 由以上分析可知，可控环流系统充分利用了环流的有利一面，避开了电流断续区，使系统在正反向过渡过程中没有死区，提高了快速性，同时又克服了环流不利的一面，减小了环流的损耗，所以在各种对快速性要求较高的可逆调速系统中得到了广泛的应用。 3.4无环流控制的可逆晶闸管电动机系统 有环流可逆系统虽然具有反向快、过渡平滑等优点，但还必须设置几个环流电抗器，因此，当工艺过程对系统正反转的平滑过渡特性要求不是很高时，特别是对于大容量的系统，常采用既没有直流平均环流又没有瞬时脉动环流的无环流控制可逆系统。按照实现无环流控制原理的不同，无环流可逆系统又分为两大类： 逻辑控制无环流系统和错位控制无环流系统。 当一组晶闸管工作时，用逻辑电路或逻辑算法去封锁另一组晶闸管的触发脉冲，使它完全处于阻断状态，以确保两组晶闸管不同时工作，从根本上切断环流的通路，这就是逻辑控制的无环流可逆系统。 采用配合控制原理，当一组晶闸管装置整流时，让另一组处于待逆变状态，而且两组触发脉冲的零位错开得比较远，避免了瞬时脉动环流产生的可能性，这就是错位控制的无环流可逆系统。在α=β配合控制的有环流可逆系统中，两组触发脉冲的配合关系是，αf=βr时的初始相位整定在αf0=βr0=90°，从而消除了直流平均环流，但仍存在瞬时脉动环流。在错位控制的无环流可逆系统中，同样采用配合控制的触发移相方法，但两组脉冲的关系是αf+αr=300°或αf+αr=360°，初始相位定在αf0+αr0=150°或180°，这样当待逆变组的触发脉冲到来时，它的晶闸管已经完全处于反向阻断状态，不可能导通，当然就不会产生瞬时脉动环流了。 逻辑控制无环流可逆调速系统的组成和工作原理 逻辑控制的无环流可逆调速系统的原理框图如图317所示，主电路采用两组晶闸管装置反并联线路，由于没有环流，不用设置环流电抗器，但为了保证稳定运行时电流波形连续，仍保留平波电抗器，控制系统采用典型的转速、电流双闭环系统。为了得到不反映极性的电流检测方法，在图317中画出了交流互感器和整流器，可以为正反向电流环分别各设一个电流调节器，1ACR用来控制正组触发装置，2ACR控制反组触发装置，1ACR的给定信号Ui经反号器AR后作为2ACR的给定信号，为了保证不出现环流，设置了无环流逻辑控制环节DLC，这是系统中的关键环节，它按照系统的工作状态指挥正组、反组的自动切换，其输出信号Ublf、Ublr用来控制正组或反组触发脉冲的封锁或开放，在任何情况下，两个信号必须是相反的，决不允许两组晶闸管同时开放脉冲，以确保主电路没有出现环流的可能。同时，和自然环流系统一样，触发脉冲的零位仍整定在αf0+αr0=90°，移相方法采用α=β配合控制。 图317逻辑控制无环流可逆调速系统原理图 1. 无环流逻辑控制环节 无环流逻辑控制环节是逻辑控制无环流系统的关键环节，它的任务是当需要切换到正组晶闸管工作时，封锁反组触发脉冲而开放正组脉冲，当需要切换到反组工作时，封锁正组而开放反组。通常都用数字控制，如数字逻辑电路、微机等，用以实现同样的逻辑控制关系。 完成上述任务的约束条件如下： (1) 任何时候只允许一组整流桥有触发脉冲。 (2) 工作中的整流桥只有断流后才能封锁其脉冲，以防在逆变工作时因触发脉冲消失导致逆变颠覆。 (3) 只有当原先工作的整流桥完全关断且延时一段时间后才能开放另一组，以防止环流出现。 应该根据什么信息来指挥逻辑控制环节的切换动作呢？ 似乎转速给定信号Un的极性可以决定正组或反组工作。但当电动机反转时需要开放反组，在正转运行中要制动或减速时，也要利用反组逆变来实现回馈制动，可是这时Un并未改变极性。考察图317的控制系统就可以发现，ASR的输出信号Ui能够胜任这项工作，反转运行和正转制动都需要电动机产生负的转矩，反之，正转运行和反转制动都需要电动机产生正的转矩，Ui的极性恰好反映了电动机电磁转矩方向的变化趋势，因此，在图317中采用Ui作为逻辑控制环节的一个输入信号，称为转矩极性鉴别信号。 Ui极性的变化只是逻辑切换的必要条件，还不是充分条件，从有环流可逆系统制动过程的分析可以看到，当正向制动开始时，Ui的极性由负变正，但在实际电流方向未变以前，仍须保持正组开放，以便进行本组逆变，只有在实际电流降到零的时候，DLC才应该发出切换命令，封锁正组，开放反组，转入反组制动。因此，在Ui改变极性以后，还需要检测电流是否真正到零，真正到零时，才能发出正组、反组切换指令，这就是逻辑控制环节的第二个输入信号。 逻辑切换指令发出后并不能马上执行，还必须经过两段延时时间，以确保系统的可靠工作，这就是封锁延时tdbl和开放延时tdt。 从发出切换指令到真正封锁掉原来工作的那组晶闸管之间应该留出来的一段等待时间称为封锁延时tdbl。由于主电流的实际波形是脉动的，而电流检测电路发出零电流数字信号Ui0时总有一个最小动作电流I0，如果脉动的主电流瞬时低于I0就立即发出Ui0信号，实际上电流仍在连续地变化，这时本组正处于逆变状态，突然封锁触发脉冲将产生逆变颠覆。为了避免这种事故，应在检测到零电流信号后等一段时间，若仍不见主电流再超过I0，说明电流确已为零，再进行封锁本组脉冲。封锁延时tdbl需要半个到一个脉波的时间。 从封锁本组脉冲到开放它组脉冲之间也要留一段等待时间，这就是开放延时tdt，因为在封锁触发脉冲后，已导通的晶闸管要经过一段时间后才能关断，再过一段时间才能恢复阻断能力，如果在此之前就开放它组脉冲，仍有可能造成两组晶闸管同时导通，产生环流，为了防止这种事故，就必须再设置一段开放延时时间tdt，tdt一般应大于一个波头的时间。 最后，在逻辑控制环节的两个输出信号之间必须有互相连锁的保护，决不允许出现两组脉冲同时开放的状态。 根据以上要求，DLC组成及输入输出信号如图318所示。 图318DLC组成及输入输出信号 2. 各环节组成及工作原理 (1) 电平检测 电平检测的任务是将输入的两个模拟量U*i、 Ui0转化为数字量UT、UZ，对UT来说，它只反映电流指令信号的极性，当Ui<0时，说明电动机是正向转矩、正向电流； 当Ui>0时，电动机是反向转矩、反向电流，转换的门槛电平应是0V。这种只鉴别输入信号极性的电路称为“转矩极性鉴别器”。电平检测电路通常是由具有正反馈的运算放大器组成的，它工作在继电状态，其输入与输出特性曲线如图319(a)所示。 图319继电特性的输入输出特性 (a) 转矩极性鉴别器输入输出特性； (b) 零电流电平检测器输入输出特性 由于被检测信号中难免有交流或干扰成分，为了避免误动作，电平检测电路应具有一定的环宽，以提高抗干扰能力。但如果回环太宽，则动作迟钝，容易产生振荡和超调，DLC中的转矩极性鉴别器电路一般把环宽整定在0.2V左右。 零电流电平Ui0转换成UZ的电路也是电平转换电路，只是门槛电平应为大于零小于1.4V的一个值，其输入输出特性曲线如图319(b)所示。从图中可以得知： 当主电路电流为零时，UZ=“H”； 当主电路电流不为零时，UZ=“L”。 (2) 逻辑判断 逻辑判断电路的任务是根据UT、UZ信号来决定哪一组整流桥工作，由前面提到的第(2)条约束条件可知，只要主电路有电流，就不应有任何动作而应该保持原状态不变，要想有动作，则必须在主电路电流为零时才能进行切换动作。既然电流已经为零，这时的动作只需要根据Ui指令行事即可，Ui<0时，要求正电流，应开放正组VF，封锁反组VR，使Ublf=“H”，Ublr=“L”； Ui>0时则反之，因此可得到逻辑判断电路的真值表如表33所示。 表33逻辑判断电路真值表 输入输出 UZ(零电流)UT(电流指令极性)UFUR “L”(电流不为零)×保持不变保持不变 “H”(电流为零) H(正向电流指令)H(正组开放)L(反组封锁) L(反向电流指令)L(正组封锁)H(反组开放) 根据真值表，可列出下列逻辑代数式： F=UR(TUZ+TZ+UTZ)(314) R=UF(UTUZ+UTZ+TZ)(315) 按照逻辑代数运算法则，式(314)和式(315)可简化为 F=UR［T(UZ+Z)+UTZ］=UR(T+UTZ)=UR(T+Z) (316) R=UF［UT(UZ+Z)+TZ］=UF(UT+TZ)=UF(UT+Z) (317) 为了使逻辑装置具有较强的抗干扰能力，常采用TTL与非门电路，这样需将式(316)和式(317)变成用与非门表示的形式 UF=UR(T+Z)=UR(UTUZ)(318) UR=UF［(UTUZ)UZ］(319) 根据真值表很容易设计出用与非门组成的电路，即DLC逻辑可控器，如图320所示。 图320DLC逻辑可控器 (3) 延时电路 延时电路可完成约束条件的第(3)条。在逻辑电路发出切换指令UF、UR后，还必须经过封锁延时和开放延时才能执行切换命令。所以在逻辑装置中必须设置延时电路，延时电路的方式是多种多样的，最简单的延时电路是在HTL与非门的输入端加接二极管VD和电容C。延时时间可通过调整电容参数来改变,利用二极管的隔离作用，先使电容C充电，待电容端电压充到开门电平时，使与非门动作，从而得到延时。 (4) 连锁保护电路 连锁保护电路又称为多1 保护电路。当系统正常工作时，逻辑电路的两个输出端U′F和U′R总是相反的，以保证不出现两组脉冲同时开放的情况。但是一旦电路发生故障，若出现Ublf和Ublr同时为“1”的情况，则造成两组晶闸管同时开放而导致电源短路，为了避免这种事故，增设了逻辑连锁保护环节。其工作原理如下： 正常工作时，U′F和U′R一个是“1”，另一个是“0”，这时保护电路的与非门输出A点电位始终为“1”，实际的脉冲信号Ublf和Ublr与U′F和U′R的状态完全相同，使一组开放，另一组封锁。当U′F和U′R同时为“1”时，A点电位立即变为“0”态，将Ublf和Ublr都拉到“0”，使两组脉冲同时封锁。因此连锁保护电路的真值表如表34所示。从表中可以看出，它绝不允许同时开放两组，满足了约束条件的第(1)条。 表34连锁保护电路真值表 输入输出 U′FU′RUblfUblr说明 LLLL两组封锁，允许 LHLHVF封锁，VR开放，允许 HLHLVF开放，VR封锁，允许 HHLL要两组同时开放，不允许，保护 3. 系统各种状态运行分析 当电动机正向运行时，给定电压Un极性为“+”，转速反馈电压Un极性为“-”。转速调节器ASR输出信号Ui极性为“-”，电流反馈信号Ui极性为“+”，1ACR输出信号Ucf极性为“+”。逻辑控制环节DLC输出的Ublf=“1”，Ublr=“0”。开放正组VF，封锁反组VR，VF整流桥处于整流状态，VR整流桥处于封锁状态。当给定信号Un为“0”时，转速调节器ASR饱和，输出信号Uim(Uim=βIdm)极性为“+”，由于电枢电流方向未变且不为零，电流反馈信号Ui的极性仍为“+”(即使电流方向发生变化，其电流反馈信号Ui极性仍然不变化)，仍然开放正组VF，由Ui和Ui共同作用，使得1ACR的输出信号Ucf的极性为“-”，所以正组整流桥VF处于逆变状态,电动机转速下降，向电网回馈电能。当电流过零后，DLC发出切换指令，封锁正组VF，开放反组VR，由于ASR的输出仍为Uim，其极性为“+”，经过反号器AR后变为im，极性为“-”，电流反馈信号Ui极性为“+”，|im|>|Ui|，因此2ACR的输出信号Ucr极性为“+”，VR处于整流状态，电动机开始反接制动。随着反向电枢电流逐渐增大，Ui也随之增大，当增大到|im|<|Ui|时，2ACR的输出信号Ucr极性为“-”，VR处于逆变状态，电动机处于回馈制动状态，向电网回馈电能。最后转速与电流都减小，电动机停止。 在图317所示的逻辑控制无环流可逆调速系统中，采用了两个电流调节器和两套触发装置分别控制正、反组晶闸管。实际上任何时刻都只有一组晶闸管在工作，另一组由于脉冲封锁而处于阻断状态，这时它的电流调节器和触发装置都处于等待状态，采用模拟控制时，可以利用电子模拟开关选择一套电流调节器和触发装置工作，另一套装置就可以节省下来了。这样的系统称为逻辑选触无环流可逆系统，其原理图如图321所示。采用数字控制时，电子开关的任务可以用条件选择程序来完成，因此实际逻辑无环流直流可逆调速系统都是采用逻辑选触无环流可逆系统。此外，触发装置可采用由定时器进行移相控制的数字触发器或采用集成触发电路。 图321逻辑选触无环流可逆调速系统的原理图 3.5直流脉宽调速系统 自从全控型电力电子器件问世以后，就出现了采用脉冲宽度调制的高频开关控制方式，形成了脉宽调制变换器直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统或直流PWM调速系统，与VM系统相比，PWM系统在很多方面有较大的优越性。 (1) 主电路线路简单，需用的功率器件少。 (2) 开关频率高，电流容易连续，谐波少，电动机损耗及发热都较小。 (3) 低速性能好，稳速精度高，调速范围宽，可达1∶10000左右。 (4) 与快速响应的电动机配合，可使系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强。 (5) 功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗不大，因而装置效率较高。 (6) 直流电源采用不可控整流时，电网功率因数比相控整流器高。 由于有上述优点，直流脉宽调速系统的应用日益广泛，特别是在中、小容量的高动态性能系统中，已经完全取代了VM系统。 3.5.1PWM变换器的工作状态和电压、电流波形 脉宽调制变换器的作用是用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压，以调节电动机转速。变换电路有多种形式，可分为不可逆与可逆两大类，下面分别阐述工作原理。 1. 不可逆变换器 图322所示是简单的不可逆变换器直流电动机系统主电路原理图，其中VT表示任意一种全控型功率开关器件，这样的电路又称为直流降压斩波器。 图322简单的不可逆PWM直流调速系统 (a) 主电路原理图； (b) 电压和电流波形 VT的控制极由脉宽可调的脉冲电压序列Ug驱动，在一个开关周期T内，当0≤t＜ton时，Ug为正，VT导通，电源电压Us通过VT加到电动机电枢两端。 当ton≤t＜T时，Ug为负，VT关断，电枢失去电源，电枢绕组电流经VD续流，电动机电枢绕组两端电压为零，这样，电动机电枢两端得到的平均电压为 Ud=tonTUs=ρUs(320) 改变占空比ρ即可调节电动机的转速。 图322中绘出了稳态时电枢两端电压波形ud=f(t)和平均电压Ud，由于电磁惯性，电枢电流id的变化幅度比电压波形小，但仍然是脉动的。图322中还绘出了电动机的反电动势E，由于变换器的开关频率高，电流脉动幅值不大。 在轻载时，简单不可逆PWM直流调速系统的电枢电流有可能断续。当VT截止时，电枢电流通过VD续流，但由于电流较小，在VT尚未开通之前，电流已达到零，就会出现电流断续情况，使其机械特性变软。 在简单的不可逆电路中电流id不能反向，因而没有制动能力，只能单象限运行。需要制动时，必须为反向电流提供通路，如图323所示的双管交替开关电路。此驱动电路的特点是功率开关器件VT1和VT2的驱动电压是大小相等、极性相反的。当VT1导通时，流过正向电流+id，VT2导通时，流过-id，这个电路还是不可逆的，只能工作在第Ⅰ、第Ⅱ象限，因为平均电压Ud并没有改变极性。 图323有制动电流通路的不可逆PWM直流调速系统 (a) 电路原理图； (b) 一般电动状态的电压、电流波形； (c) 制动状态的电压、电流波形； (d) 轻载电动状态的电流波形 图323所示电路的电压和电流波形有3种不同情况。在一般电动状态中，id始终为正值，设ton为VT1的导通时间，则在0≤t＜ton时，Ug1为正，VT1导通，Ug2为负，VT2关断，此时，电源电压Us加到电枢两端，电流id沿图中的回路1 流通； 在ton≤t＜T时，Ug1和Ug2都改变极性，VT1关断，但VT2却不能导通，因为id沿回路2经二极管VD2续流，在VD2两端产生压降，给VT2施加反压，使它失去导通的可能。因此，实际上是VT1和VD2交替导通，虽然电路中多了一个功率开关器件，但并没有被用上，一般电动状态下的电压和电流波形就和简单的不可逆电路波形完全一样。 在制动状态时， Ug1为负值，VT2就发挥作用了，这种情况发生在电动运行过程中需要降速的时候，这时，先减小控制电压，使得Ug1正脉冲变窄、负脉冲变宽，从而使平均电枢电压Ud降低，但是由于机械惯性，转速和反电动势还来不及变化，因而造成E>Ud，很快使电流id反向。在ton≤t＜T时，Ug2变正，于是VT2导通，反向电流沿回路3流通，产生能耗制动作用； 在T≤t＜T+ton时，VT2关断，-id沿回路4经VD1续流，向电源回馈制动，与此同时，VD1两端电压降钳住VT1使它不能导通，在制动状态下，VT2和VD1轮流导通，而VT1始终是关断的，此时的电流和电压波形如图323(c)所示。 在轻载电动状态时，这时电枢电流较小，以至在VT1关断后，id经VD2续流时，还没有达到周期T，电流已经衰减到零，这时VD2两端电压也降到零，由于此时Ug2为正，VT2导通，直流电动机感应电动势E产生的电流与原来的电流反向，产生局部时间的制动作用。当Ug1为正时，Ug2为负，反向电流通过VD1续流，VT1却不能导通，直到电枢电流为零时，VT1导通，正向电流逐渐增大，因此在轻载时，电流可在正负方向之间脉动，平均电流等于负载电流，一个周期分成4个阶段，如图323(d)所示。表35归纳了不同工作状态下的导通器件和电流的回路与方向。 表35二象限不可逆PWM直流调速系统在不同工作状态下的导通器件和电流回路与方向 期间 工作状态 0~tonton~T 0~t4t4~tonton~t2t2~T 一般电动状态 导通器件VT1VD2 电流回路12 电流方向++ 制动状态 导通器件VD1VT2 电流回路43 电流方向-- 轻载电动状态 导通器件VD1VT1VD2VT2 电流回路4123 电流方向-++- 2. 桥式可逆变换器 可逆变换器主电路有多种形式。图324所示为H桥式可逆PWM直流调速系统，这时，电动机两端电压UAB的极性随开关器件驱动电压极性的变化而改变，其控制方式有双极式、单极式、受限单极式等多种，这里只着重分析双极式控制的可逆变换器。 图324H桥式可逆PWM直流调速系统 双极式控制可逆PWM变换器的4个驱动电压波形如图325所示，它们的关系是Ug1=Ug4=-Ug2=-Ug3，在一个开关周期内，当0≤t＜ton时，VT1、VT4导通，UAB=Us，电枢电流沿回路1流通。当ton≤t＜T时，驱动电压反相，但VT2、VT3由于受续流二极管VD2、VD3反向电压钳住却无法导通，电枢电流沿回路2经二极管VD2、VD3续流，UAB=-Us。因此UAB在一个周期内具有正负相间的脉冲波形。 图325双极式控制可逆PWM 变换器的驱动电压、输出 电压和电流波形 图325也绘出了双极式控制时的输出电压和电流波形，id1相当于一般负载的情况，脉动电流方向始终为正，id2相当于轻载情况，电流可在正负方向之间脉动， 存在制动电流。在不同的情况下，器件的导通、电流的方向与回路都和有制动电流通路的不可逆PWM变换器相似，电动机的正反转则体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上，当正脉冲较宽时，ton>T/2，则UAB的平均值为正，电动机正转，反之则反转，如果正负脉冲相等，平均输出电压UAB为零，则电动机停止。 双极式控制可逆变换器的输出平均电压为 Ud=tonTUs-T-tonTUs=2tonT-1Us=(2ρ-1)Us(321) 调速时，ρ的可调范围为0~1，相应地，当ρ>1/2时，Ud>0，电动机正转； 当ρ<1/2时，Ud<0，电动机反转； 当ρ=1/2时，Ud=0，电动机停止。但电动机停止时电枢电压的瞬时值并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的，这个交变电流的平均值为零，不产生转矩，陡然增大电动机的损耗，这是双极式控制的缺点，但它也有好处，在电动机停止时仍有高频微振电流，从而消除了正、反方向时的静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”作用。 双极式控制的桥式可逆变换器有下列优点。 (1) 电流一定连续。 (2) 可使电动机在四象限运行。 (3) 电动机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区。 (4) 低速平稳性好，系统的调速范围宽。 (5) 低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。 双极式控制方式不足之处是，在工作过程中，4个开关器件可能都处于开关状态，开关损耗大，而且在切换时可能发生上、下桥臂直通事故，为了防止直通，在上、下桥臂的驱动脉冲之间，应设置逻辑延时。为了克服上述缺点，可采用单极式控制，使部分器件处于常通或常断状态，以减小开关次数和开关损耗，提高可靠性，但系统的静、动态性能会降低。 3.5.2直流脉宽调速系统的机械特性 由于采用了脉宽调制，严格来说，即使在稳态情况下，脉宽调速系统的转矩和转速也都是脉动的。所谓稳态，是指电动机的平均电磁转矩与负载转矩相平衡的状态，机械特性是平均转速与平均转矩的关系。但在中、小容量的脉宽直流调速系统中，功率开关器件的开关频率较高，电流脉动量很小，可以忽略不计。 采用不同形式的PWM变换器，系统的机械特性是不一样的。对于带制动电流通路的不可逆电路和双极式控制的可逆电路，电流方向是可逆且都是连续的，因而机械特性关系式比较简单，下面就分析这种情况。 对于带制动电流通路的不可逆电路，电压平衡方程式分两个阶段 Us=Rid+Ldiddt+E(0≤t＜ton) (322) 0=Rid+Ldiddt+E(ton≤t＜T)(323) 式中，R、L分别为电枢回路的电阻和电感。 对于双极式控制的可逆电路 Us=Rid+Ldiddt+E(0≤t＜ton)(324) -Us=Rid+Ldiddt+E(ton≤t＜T)(325) 按电压方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式，无论是上述哪一种情况，电枢两端在一个周期内的平均电压都是Ud，平均电流和转矩分别用Id、Te表示，平均转速n=E/Ce，而电枢电感压降的平均值在稳态时为零。于是，对于上述电压方程，平均值方程都可写成 Ud=RId+E=RId+Cen 则机械特性方程式为 n=UdCe-RCeId=n0-RCeId(326) 用转矩表示为 n=UdCe-RCeCmTe=n0-RCeCmTe(327) 3.5.3双闭环的PWM可逆直流调速系统 中、小功率的可逆直流调速系统多采用由电力电子功率开关器件组成的桥式可逆PWM变换器，图326是双闭环直流可逆PWM调速系统的原理图，其中主电路与图324相同，UR为二极管整流桥，UPEM为H桥主电路，TG为测速发电动机，TA为霍尔电流传感器，GD为驱动电路模块，内部含有光电隔离电路和开关放大电路，UPW为PWM波生成环节，其算法由软件确定，图中的给定量n、Id和反馈量n、Id都是数字量。 图326双闭环直流可逆PWM调速系统原理图 PWM可逆直流调速系统的控制部分与直流VM系统相似，为了取得较高的动、静态性能指标，控制系统一般都采用转速、电流双闭环控制，电流环为内环，转速环为外环，内环的采样周期小于外环的采样周期，由于电流采样值和转速采样值都有交流分量，常采用硬件和软件相结合的方法进行滤波。在VM系统中移相控制得到的是可控的触发角α，在本系统中得到的是可控的占空比ρ。转速调节环节ASR和电流调节环节ACR采用PI调节，当系统对动态性能要求较高时，可以采用其他控制算法。 转速给定信号可以由电位器给出模拟信号，经A/D转换后送入微机系统，也可以直接给出数字信号，当转速给定信号在-nmax~0~nmax变化时，由微机输出的信号占空比ρ在0~1/2~1变化，实现了双极式可逆控制。在控制过程中，为了避免同一桥臂上、下两个电力电子器件同时导通造成直流电源短路，在由导通切换到截止或反向切换时，须留有死区时间。 3.5.4交流电源供电时的制动 当采用直流脉宽调速系统的电动机处于减速或停车时，就会产生回馈制动状态，即把机械能转化为电能送回直流电源。但由于直流脉宽调速系统大多是由交流电源经不可控整流桥供电的，这部分能量无法再通过整流桥送回交流电网， 图327限制泵升电压的能耗制动电路 只能输入到直流环节的滤波电容，对电容充电的结果是使电容两端的电压不断上升，这个电压称为“泵升电压”。当电压超过电容或主开关元件的耐压时，必然会损坏元器件，因此这样的泵升电压必须加以限制。限制泵升电压的能耗制动电路如图327所示。 若没有限压措施，泵升电压的升高是很快的。例如，假设正常工作时Ud=500V，电容C=2200μF，若回馈制动时回馈功率P=2.2kW，全部能量由电容C吸收，1s后电容的电压值为Ux，则根据能量平衡关系可知 12CU2x-12CU2d=Pt(328) 将数据代入得 12×2200×10-6×(U2x-5002)=2200×1 则 Ux=1500(V) 在这并不大的回馈功率下，1s就使电压上升了1000V，可见，在无其他措施情况下，会使电容击穿，因此必须加限制泵升电压的装置，最常见的办法是在直流环节装一个能耗制动单元，把回馈的能量通过图327中的电阻R0来消耗掉。也即当Ud大于一定值时，VT0导通，使回馈电流经R0、VT0流通，能量消耗在制动电阻R0上。 思考题与习题 31环流分为哪几类？有什么优缺点？ 32改变直流电动机转矩有哪几种方式？ 33单组晶闸管和两组晶闸管都可以使直流电动机可逆运行，各有什么特点？ 34环流电抗器有什么特点？ 35α=β配合控制可以消除直流平均环流，为什么还需要环流电抗器？ 36试分析α=β配合控制有环流调速系统反向起动和制动过程。并说明在每个阶段中ASR和ACR各起什么作用？VF和VR各处于什么状态？ 37两组晶闸管供电的可逆电路有哪几种形式？ 38两组晶闸管供电的可逆电路中两组晶闸管反并联连接和交叉连接的主要区别是什么？ 39试画出三相零式交叉连接线路环流的途径。 310试简述瞬时脉动环流及其抑制方法。 311两组晶闸管反并联调速时为什么要限制最小逆变角βmin？ 312在两组晶闸管反并联调速中是如何实现α=β配合控制的？ 313无环流逻辑控制环节的任务是什么？ 314逻辑切换指令发出后并不能马上执行，为什么还必须经过两段延时时间？ 315试分析逻辑无环流直流调速系统正向起动和制动时晶闸管的状态。 316试比较可控环流可逆调速系统和逻辑无环流直流调速系统各有什么特点？ 317一个逻辑无环流调速系统在某一速度稳定工作时，速度给定信号Un=8V，转速调节器ASR输出Ui=-4V，现在突然把Un由8V降至4V，稳定后转速调节器输出Ui=？试分析此过程中逻辑切换装置是否改变？为什么？在这种情况下(Un由8V降至4V)，系统中晶闸管经过几种状态？ 318在可控环流可逆调速系统中，电流调节器接线如图328所示，已知电动机的额定电流为IN=160A，ASR输出限幅为Uim=8V，设电动机过载倍数λ=1，要求Ui=0时空载给定环流为If0=Ir0=Ic=16A，当负载电流上升到If=30%IN时，让Ic=0。 (1) 求环流给定电压应整定为多大？ (2) 如R0=R1=24kΩ，求当Ic=0时，电流给定值的最小值Ui=？(不考虑交流环流) 图328题318图 319在轻载时简单不可逆PWM直流调速系统会对调速性能造成什么影响？ 320直流脉宽调速(PWM)系统和晶闸管电动机调速系统相比有什么优点？ 321试分析二象限不可逆PWM直流调速系统在不同工作状态下的导通器件和电流回路与方向。 322桥式可逆PWM直流调速系统如何实现可逆调速？ 323桥式可逆PWM直流调速系统轻载时电流能否断续？ 324如何限制泵升电压？