第3章 CHAPTER 3 干扰噪声及其抑制 某个外部干扰源产生噪声，并经过一定的途径将噪声耦合到信号检测电路，从而形成对检测 系统的外部干扰噪声。例如，检测电路的一部分电路可能像天线一样拾取各种无线电波，也可能 拾取直流电机电刷的电火花和由接触器触头所产生的电磁辐射波； 变压器或电机的交变磁场可能会 在检测电路中感应出同样频率的电压或电流； 干扰噪声会经过分布电感或分布电容耦合到附 近的电路导线中； 即使是检测电路中导线的机械振动，也可能因为切割磁力线而感应出干扰 噪声。这种干扰噪声受检测设备的布局及结构的影响很大，通过认真设计检测电路的物理特 性，仔细安排电路导线的长度和位置，可以把这种噪声减到最小。 外部干扰问题大都与磁场耦合或电场耦合有关，还有一些干扰噪声是由导线引入的。这类噪 声的研究领域和降噪技术有时称为电磁兼容性(EMC)。 环境干扰噪声对检测结果影响的大小与检测电路的布局和结构密切相关，其特性既取决于干 扰源的特性，又取决于耦合途径的特性，而与电路中元件的优劣无关。这类噪声可能是随机 的，也可能是确定性的。 3.1环境干扰噪声 3.1.1干扰噪声源 1. 电力线噪声 随着工业电气化的发展，工频(50Hz)电源几乎无处不在，因此工频电力线干扰也就普遍 存在。电力线干扰噪声主要表现在以下几个方面。 1) 尖峰脉冲 由于电网中大功率开关的通断，电机、变压器和其他大功率设备的启停以及电焊机等原因， 工频电网中频繁出现尖峰干扰脉冲。这种尖峰脉冲的幅度可能是几伏、几百伏有时甚至是 几千伏，持续时间一般较短，多数在微秒数量级。这种尖峰干扰脉冲的高次谐波分量很丰富 ，而且出现得频繁、幅度高，是污染低压(220V)工频电网的一种主要干扰噪声，对交流 供电的电子系统会带来很多不利影响。 多数检测仪表都是由工频电力线供给能源，电网的尖峰脉冲干扰一般是通过电源系统引入到 检测电路中。 2) 工频电磁场 在由工频电力线供电的实验室、工厂车间和其他生产现场，工频电磁场几乎是无处不在。在 高电压、小电流的工频设备附近，存在着较强的工频电场； 在低电压、大电流的工频设备附 近，存在着较强的工频磁场； 即使在一般的电器设备和供电线的相当距离之内，都会存在一 定强度的50Hz电磁辐射波。工频电磁场会在检测电路的导体和信号回路中感应出50Hz的干 扰噪声。 2. 电气设备噪声 电气设备必然产生工频电磁场，而且在开关时还会在电网中产生尖峰脉冲。某些特殊的电气 设备还有可能产生射频噪声，例如高频加热电器和逆变电源。 电动交通系统使用的大功率电动机切换时都会产生噪声，由于感性负载的电流突变，会产生可达到几百伏的瞬态电压。在稳定运行状态下，电机电刷会产生电弧，造成电磁辐射。所有使用电动机的家用电器都有类似的问题。 工业设备例如继电器控制设备、电气开关设备、激光切割机、微波炉等，医疗设备例如重症监护设备、物理治疗设施、CT扫描仪等，这些设备都是电磁噪声源。这些设备中还广泛采用DC/ DC转换器和开关式直流电源，所产生的噪声频谱可以扩展到几兆赫兹甚至更高。 此外，某些电气设备还会产生放电干扰，包括辉光放电、弧光放电、火花放电和电晕放电。 1) 辉光放电 最常见的辉光放电是荧光灯和霓虹灯。当两个电极之间的气体被电离时，因为离子碰撞而产 生辉光放电。辉光放电所需电压取决于电极之间的距离、气体类型和气压。发生辉光放电时 ，气体击穿，此后只需较低电压就可以维持气体电离和辉光放电。辉光放电会产生超高频电 磁波，其强度取决于放电电流。 2) 弧光放电 最典型的弧光放电是电焊，这是一种金属雾放电。电弧电流产生的高温将电极金属熔化，并 气化形成电弧光。弧光放电会产生高频电磁波辐射，也会造成局部电网的电压波动和尖峰脉 冲干扰。弧光放电基本频率为2.8MHz左右，其频谱覆盖3kHz～250MHz的频率范围。 3) 火花放电 在电气设备触点通断的瞬间，触点处的断续电流会引起火花放电。例如，接触器触头的瞬间通断、直流电机电刷的持续通断、内燃机的点火系统等。火花放电产生的电磁辐射频率范围很宽，辐射能量也比较大。例如，汽车点火干扰的频率范围约为20～1000MHz，作用范围可达50～100m。在电火花加工设备的附近，更会产生强烈的火花放电干扰。 4) 电晕放电 当高压输电线绝缘失效时会产生间歇脉冲电流，形成电晕放电。一般的检测设备都远离高压 输电线，交流供电也是经多级降压变压器而来，变压器的低通滤波作用使电晕放电干扰的 高频分量大幅衰减，但其低频分量还会产生不利影响。 3. 射频噪声 随着无线广播、电视、雷达、微波通信事业的不断发展，以及手机的日益推广，空 间中的射频噪声越来越严重。射频噪声的频率范围很广，从100kHz到吉赫兹数量级。射频 噪声多数是调制(调幅、调频或调相)电磁波，也含有随机的成分。检测设备中的传输导线 都可以看作是接收天线，程度不同地接收空间中无处不在的射频噪声。因为射频噪声的频率 范围一般都高于检测信号的频率范围，利用滤波器可以有效地抑制射频噪声的不利影响。 4. 地电位差噪声 如果检测系统的不同部件采用不同的接地点，则这些接地点之间往往存在或大或小的地电位 差。在一个没有良好接地设施的车间内，不同接地点之间的地电位差可达几伏甚至几十伏。 在飞机的机头、机翼和机尾之间，电位差可达几十伏。汽车的不同部件之间很可能存在几伏 的电位差。即使在同一块电路板上，不同接地点之间的地电位差也可能在毫伏数量级或更大 。 如果信号源和放大器采用不同的接地点，则地电位差对于差动放大器来说是一种共模干扰， 而对于单端放大器来说是一种差模干扰，分别如图31(a)和图31(b)所示，图中的uG 是地 电位差。因为地电位差噪声的频率范围很可能与信号频率范围相重叠，所以很难用滤波的方 法解决问题。克服地电位差噪声不利影响的有效办法是采用合适的接地技术或隔离技术。 图31地电位差噪声 5. 雷电 雷电噪声的特点是高幅度随机尖峰短脉冲。雷电发生时的一次电流可达106A，云与地面之间的感应电场可达1～10kV/m，其强度上升时间 为微秒数量级。雷电会造成幅度很大的电场和磁场，也会产生高强度的电磁辐射波，频率范 围从几十千赫兹到几十兆赫兹。此外，在云与地雷电的附近，大地的地电位差也会发生剧烈 变化，可高达几千伏。 6. 天体噪声 由于宇宙射线和太阳黑子的电磁辐射，大气中普遍存在天体噪声。太阳风暴期间，太阳因能量增加向空间释放出大量高速带电粒子流，包括X射线和远紫外线(波长为0.1～140nm)、射电波(波长为1mm～10cm)，高能粒子流和等离子体云等都会大大加强，并有可能引发地球磁暴，使得地球的电磁环境大为恶化。天体噪声的频率很高，一般在吉赫量级以上，远远超出了一般检测系统的频带范围，所以，一般情况下对普通检测仪表影响不大 。 7. 机械起源的噪声 在非电起源的噪声中，机械原因占多数。例如，电路板、导线和触点的振动，有可能通过某 种机电传感机理转换为电噪声。而在不少应用场合，很难避免电路的机械运动和振动。例 如，装设在运载工具或工业设备的运动部件中的检测电路振动的幅度可能很大，电缆线的运 动和振动更是常见。 由机械运动或振动转换为电噪声的机电传感机理有很多种，下面列举常见的几种。 1) 摩擦电效应 两种不同的物质相互摩擦会产生电荷的转移，使得一种物质带正电，另一种物质带负电。这 种摩擦电效应有可能导致高阻抗小信号电路中的干扰噪声。例如，在用同轴电缆连接高输出 阻抗信号源和高输入阻抗放大器的情况下，弯曲电缆的过程会使组成电缆的导体和绝缘体之 间形成摩擦或断断续续的接触，导致电荷传输和电缆芯带电，也会给电缆内外层导体之间的 分布电容充电，形成电缆芯和外屏蔽层之间的噪声电压。随着电缆任何一端连接这两个导体 的电阻的减小，分布电容的放电速度加快，噪声电压幅度会明显减小。 例如，当用手弯曲1m长的同轴电缆时，如果同轴电缆和外屏蔽层之间连接的电阻为10MΩ ，则噪声电压峰值能达到5mV以上； 如果该电阻降为1MΩ，则噪声电压峰值可以降到1mV 以下。 在电路中通过把所有的电缆绑扎紧固，从而减少或消除电缆的弯曲，能有效地减少电 缆摩擦电噪声。当上述措施仍然不能把摩擦电噪声降低到可以接受的程度时，可以采用特殊 的低噪声电缆，这种电缆的外部屏蔽导体和内部绝缘体之间有一个石墨层，其润滑作用减缓 了两者之间的摩擦，而且在绝缘体表面附着一层导电的石墨，提高了绝缘体表面电荷的活性 ，从而提高电荷平衡的速度，防止电荷的聚集。但是，这种电缆是“低噪声”，而不是“无 噪声”，它只能减少而不是消除摩擦电噪声。 图32导体在磁场中运动产生的噪声 当经受振动或热胀冷缩时，它仍然要产生小幅 度的摩擦电噪声。所以，在微弱信号检测电路中，所有的连接线应该尽量短，而且要固定在 不振动的结构上，远离温度变化较大的气流，以防热胀冷缩。 2) 导体在磁场中的运动 根据法拉第定律，导体在磁场中运动产生的电动势如图32所示，为 Vm=∫(v×B)dr (31) 式中， v为导体移动的速度； B为磁感应强度； dr为沿导体长度的微分元。 如果导体长度为l，设导体与磁场方向垂直，而且磁场强度B在l上均匀， 运动方向与B之间的夹角为θ，则有 Vm=lBvsinθ (32) 如果B不是静态磁场而是交变磁场，那么导体运动所产生的电动势上还要叠加通过互 感产生的噪声。 即使信号线是在微弱的地磁场中运动，对于微弱信号检测系统来说，所产生的噪声电动势也 可能是不容忽视的。例如，如果磁场强度为4×10-5Wb/m2，长度为1m的 信号线以1cm/s的速度垂直于磁场运动，则产生的噪声电压为0.4μV。 3) 压电效应 在受到压力时，附着于压电材料表面的电极之间会产生电位差，而当电压施加在这些电极上 时，压电材料也会产生变形，这就是压电效应。压电效应很明显的材料常用于制作机械量传 感器，还有一些常用的绝缘材料也有一定的压电效应，例如陶瓷绝缘体和某些印制电路板材 料。当这些材料振动时，附着在其表面的导体之间会产生噪声电压。通过防振动安装来减少 检测电路的振动，或通过选择压电效应较小的绝缘材料，可以有效地减少压电效应噪声。 4) 颤噪效应(microphony) 任何被绝缘体分隔的两个导体都形成一个电容C，电容的大小取决于导体的面积、几何形状、 相互位置和方向以及绝缘体的介电常数。当空间电荷Q聚积在由此形成的电容上时，两个导体之间 的电压为 V=Q/C 如果由机械原因导致两个导体的相互位置发生变化，则电容C发生变化，电容两端的电 压也相应变化。当电容C变化ΔC时，电压的变化量ΔV为 ΔV≈dVdCΔC=-QC2ΔC (33) 这正是电容式麦克风的工作原理。当声压波使得作为电容器一个极板的麦克风膜片移动时， 电容发生变化，电容两端电压变化，从而把声音转换成电信号。 对于电路板中靠得很近的导体，以及电缆线的芯线和屏蔽层之间，也会存在这种效应，机械 振动可能会使它们构成的电容发生变化，在这些导体上就产生了噪声电压，这种现象叫作颤 噪效应。 克服颤噪效应的有效方法是避免关键电路元件(包括电缆)发生机械振动，此外，降低携带 微弱信号的电缆的稳态电压(从而减少了Q)也能缓解颤噪效应产生的噪声。 除上述几种由机械原因产生噪声的机理外，机械运动或振动引起电路器件和连接线的移位或变形，还会使分布参数发生变化，从而导致噪声耦合强度的变化。 8. 其他噪声源 1) 电化学噪声 如果电路板清理得不好，某些电化学物质的污染与湿气混合就有可能形成电解液，与其接触 的电路中的不同金属就可能构成一个电化学电池。例如，印制电路板上的铜箔、焊锡以及 没有清理掉的焊剂有可能形成这样的电池。通过彻底清洁电路板，并用防潮涂料处理覆盖电 路板，可以有效地缓解甚至克服电化学噪声问题。 2) 温度变化引起的噪声 当两种不同金属的两个接点分别处于不同温度T1和T2时，会产生正比于温差T2-T 1的热电势eT，如图33所示。 图33接点温差产生的 热电势eT 当空气紊流或其他原因导致这两个接点之间的温差随 机变化时，热电势也会随机变化。在印制电路板上构成接点的不同金属可以是铜箔和镀金条 ，也可以是铜箔和焊接所用的铅锡合金。 在微弱信号检测电路中，要尽量避免形成不同金属的接点，以消除热电势噪声，但是这可能很难 做到。通过选择形成接点的金属材料，使得接点的热电势较小，可以降低热电势噪声的幅 度。例如，铜镉/锡合金接点的热电势约为0.3μV/℃，而铜铅/锡合金接点的热电势为1～3μV/℃。 有的电阻的阻值随温度变化，半导体PN结的正向压降随温度变化，这些都会把温度变化转换为电压或电流变化。 通常温度变化的速度是缓慢的，由温度变化导致的电路电压变化常常叫作“温度漂移”。 在微弱信号检测电路的敏感部位采用低温度系数的电阻，并采用对称平衡的差动输入放大器 电路(这种放大器的温度系数较小)，可以有效地减少温度漂移。 温度敏感元件的温度变化速度取决于这些元件附着的物理结构的热容量，以及热传输通道的导热率。通过把敏感电路装配在高导热率、大热容量的散热器上，可以减少电路元件温度的变化及温 度梯度，这对抑制各种由温度变化引起的噪声都有效。 3) 触点噪声 接触不良的插头插座、开关触点以及焊接不良的焊点会导致触点噪声。机械振动会使这些不 良触点的接触电阻发生变化，温度变化会使触点膨胀或收缩，也会导致接触电阻发生变化。 当电流流过变化的接触电阻时，也会形成噪声电压。 触点的重负荷工作会导致触点表面的氧化和机械性能恶化，以及接触压力变低。湿气和灰尘的积聚，会在触点表面上形成薄膜，导致接触不良，接触电阻增大。更糟的情况是接触电阻波动，导致流过触点的电流波动。 3.1.2干扰噪声的频谱分布 在上述各种干扰噪声中，电磁场干扰和射频干扰噪声几乎无处不在，它们所覆盖的频率范围 也很广。在电气化的世界里，工频电磁场和地电位差随处可见，而且其幅度常常是相当可观 的。检测电路内部必然包含一定数量的电子元件，它们所固有的白噪声(例如热噪声和散弹 噪声)以及1/f噪声必然存在。图34示出这些内部和外部噪声大致的频谱分布以及各类噪声的频率范围。 电磁干扰噪声分布在很宽的频率范围内。如果按最常见的频谱来划分，则可粗略分为以下几个频段。 (1) 超低频噪声： 几赫兹以下的干扰主要由温度和机械原因引起，电路内部产生的超低频噪声则主要来自1/f噪声。 (2) 工频噪声： 频率50Hz左右，工频电磁场辐射主要来自输、配电系统以及电力牵引系统、大功率电器，而检测系统的交流电源也往往要引入50Hz干扰。 (3) 低频噪声： 30kHz以下的辐射干扰，主要来自雷电、核爆炸以及地震所产生的电磁脉冲，以及工频电源的谐波，大功率电器设备开关时造成的浪涌等。 (4) 长波噪声： 频率范围10～300kHz，包括交流输电谐波干扰及交流电气铁路的高次谐波干扰等。 (5) 射频噪声： 多数射频噪声的频率范围为300kHz～300MHz。无线电广播和电视广播，工业设备和医疗设备，输电线电晕放电，高压设备和电力牵引系统的火花放电，以及内燃机、电动机、家用电器、照明电器等的电磁辐射干扰，大都在此频率范围内。 需要注意的是，射频噪声的起因不仅可能是电视或无线电广播信号，而且很多脉冲源都有可能发射射频干扰噪声，例如电弧、电火花加工、汽车火花塞等。 (6) 微波噪声： 频率范围为300MHz以上，包括高频、超高频、极高频干扰，雷达和移动通信是这一频段的干扰源。随着微波通信业务的日益发展和微波电子设备应用的日益广泛，此频段的干扰越来越严重。广义的射频噪声包括30GHz以下的微波噪声。 图34噪声频谱分布 可见，在任何频段，都找不到不存在干扰噪声的间隙。因此，检测系统的抗干扰能力就成为其能否正常工作的一项重要性能指标，对微弱信号检测系统尤其如此。 3.2干扰耦合途径 外部干扰源产生的噪声影响到检测系统的正常工作，是经由某种传播途径被耦合到了检测系 统之中。抑制干扰噪声有3种方法： ① 消除或削弱干扰源； ② 设法使检测电路对干扰噪声不敏感； ③ 使噪声传输通道的耦合作用最小化。 在多数情况下，对于产生噪声的外部干扰源很难采取有效措施将其消除或隔离，但是如果能 够切断或削弱干扰耦合途径的传播作用，则可以有效地降低干扰噪声对检测系统的不利影响。 在各种干扰耦合途径中，辐射场耦合是最普遍的耦合方式，也是最难以计算的一种耦合方式。 如果干扰辐射场的波长为λ，则在小于λ/(2π)的距离内，要计算电路之间经由场的耦合情况，需要分别考虑电场耦合和磁场耦合。在检测仪表内部，电场耦合通过导线之间的分布电容来计算，磁场耦合通过导线之间的互感来计算。因为频率为30MHz的辐射场的波长为10m，而检测电路内部导线之间的距离通常为几厘米或更短，距离设备内部干扰源小于λ/(2π)的条件一般是可以满足的。对于设备外部的干扰源，要根据具体情况进 行分析判断。 在距离干扰源λ/(2π)以上的地方，主导的耦合方式是辐射电磁场平面波。仪表之外的射频噪声耦合到检测电路主要是通过这种耦合方式。 除了辐射场耦合方式外，常见的干扰噪声耦合方式还有传导耦合、电源耦合和公共阻抗耦合方式。 3.2.1传导耦合 1. 传导耦合 传导耦合是经导线传导引入干扰噪声，也包括经电感、电容和变压器引入干扰噪声。例如，交流电源线会将工频电力线噪声引入到检测装置，长信号线会把工频和射频电磁场、雷电等感应出的噪声引入信号系统。 噪声源和检测电路之间的电气连接是噪声耦合的直接途径，人们也许会认为这种耦合很容易避免，而事实上并非如此。在很多实际情况中，对噪声敏感的检测电路与噪声源的连接又是必要的。例如，检测电路必须通过电气连接从直流电源或工业电源获取能量，而这些电源都是干扰噪声源。如果检测电路和大功率模拟电路或开关电路共同工作，连接两者的地线很可能就是一条噪声传播途径。 解决传导耦合的一种方法是使信号线尽量远离噪声源，另一种方法是在信号线和电源线进入检测系统时，采取有效的去耦合滤波措施，见本章3.6.3节。 此外，传导耦合和辐射场耦合之间也具有一定的联系，传导导线有可能拾取辐射场噪声，传导导线的噪声电压和噪声电流也有可能向外发射电磁场。在设计检测设备的抗干扰措施时，需要综合考虑上述各因素。 按照“传导耦合是经导线传导引入干扰噪声”的定义，下面介绍的公共阻抗耦合和电源耦合也可以归入传导耦合一类，但是它们又具有各自的特殊性，所以分别加以介绍。 2. 公共阻抗耦合 公共阻抗耦合是常见的一种噪声耦合方式，常发生在两个电路的电流有共同通路的情况中。如果多个电路共同使用一段公共导线，例如公共电源线或公 图35公共阻抗耦合 共地线，则当其中的任何一个电 路的电流发生波动时，都会在公共导线的阻抗上产生波动电压，形成对其他电路的干扰。例 如，图35中的电路1的电流i1发生波动时，通过公共阻抗ZC和ZG的作用，将使A、B两点的电位发生波动，进而影响电路2的正常工作。 应该注意的是，公共阻抗ZC和ZG除电阻之外还有电感分量，而且即使对于相当低的频率，其电感分量也有可能超过其电阻分量。 直径为d、长度为l(l＞＞d)的圆截面非磁性直导线的电感为 L≈0.2l［ln(4l/d)-1］(μH) 例如，对于直径为1mm长度为10cm的铜导线，其电感约为0.1μH，频率为10kHz时的感抗为6.3mΩ，频率为10MHz时的感抗为6.3Ω。 随着频率的提高，因为集肤效应，电流密度逐渐向导线表面附近集中，导致导线电阻增加，因此公共电阻是频率的函数。对于圆形截面的铜导线，其交流电阻RAC与直流电阻RDC之比为［5］ RAC/RDC=3.79df(34) 式中，d为导线直径，m； f为电流频率，Hz。例如，对于直径为1mm长度为10cm的铜导线，其直流电阻约为2.19mΩ； 而对于频率为10MHz的电流其电阻约为26.2mΩ。 将导线的电阻和电感综合考虑在内，导线的阻抗为 |Z|=R2+(2πfL)2 如果在多个电路共同使用的公共导线中含有插头插座或开关之类的金属触点，则公共阻抗会大为增加。厂家给出的金属接触电阻一般为2～20mΩ，但如果触点不干净，接触电阻有可能比20mΩ高很多。 利用合适的接地措施可以有效地克服公共阻抗耦合噪声，这将在“电路接地”一节中做详细介绍 。 3. 电源耦合 1) 直流电源干扰噪声 在检测电路的直流电源VC上一般都不同程度地叠加有各种其他噪声，例如电源电路中的 整流器、电压调节器件以及其他元件的固有噪声，如果电源整流器输出滤波器不理想，电源 输出还会叠加有工频50Hz及其高次谐波的分量，以及工频电源线上其他噪声的分量。 此外，因为直流电源的输出阻抗以及连接导线的阻抗不为零，电路的工作电流变化也会导致 电源电压VC的波动，这类似于公共阻抗耦合。为了防止其他电路(例如数字电路和大功 率模拟电路)的电流噪声经过电源耦合到微弱信号检测电路中，必要时应该考虑对微弱信号 检测电路采用单独的电源供电。 解决直流电源耦合噪声的方法是选用低噪声、低输出阻抗的直流电源。在电路中增设电源滤波电容和放大器偏置电路滤波电容，也是抑制直流电源噪声的有效方法。 2) 交流电源噪声 工频电网上连接着很多其他电气设备，某些高频设备会使交流电源线上叠加一些高频噪 声。某些大功率开关器件会使交流电源线上产生尖峰噪声，这些尖峰噪声的宽度很窄，但是 幅度很高，高次谐波很丰富，而且出现频繁。工频电源线还是各种射频干扰的接收天线，它会接收各种无线广 播和无线通信的射频信号。将这些噪声耦合到检测电路的过程属于传导耦合，即经过22 0V电源线耦合。 如果没有采取必要的防备措施，上述噪声有可能经过电源耦合到敏感的检测电路，例如没有设置滤波的放大器偏置电路会把电源噪声直接耦合到放大器输入端。对于微弱信号检测电路，电源噪声很可能是最主要的噪声来源，所以必须采取适当措施加以预防。 解决电源噪声的方法是选用低噪声、低输出阻抗的电源。在电路中增设电源滤波电容和放大器偏置电路滤波电容，也是抑制电源噪声的有效方法。 在电源的交流输入侧并联压敏电阻(varistor)，可以有效地抑制尖峰干扰和电网出现的浪涌电压。当压敏电阻两端的电压低于其标称电压时，压敏电阻的阻值接近无穷大，内部几乎无电流流过，对电路的正常工作没有影响； 当压敏电阻两端的电压高于其标称电压时，压敏电阻将迅速击穿导通，并由高阻状态变为低阻状态，工作电流也急剧增大，从而给尖峰干扰提供了一个低阻通路。当其两端电压再次低于标称额定电压时，压敏电阻又能恢复为高阻状态。 压敏电阻必须具有在短暂时刻流过很大电流的能力，这种能力称之为通流容量，这是压敏电阻的一个重要性能指标，多数压敏电阻的通流容量可达100A～20kA。在压敏电阻低阻导通的瞬间，其导通电阻与电网阻抗形成串联分压的关系。实际上，电网的高频阻抗要比其工频阻抗大得多，而持续时间很短的尖峰干扰的频率成分很高，这有助于压敏电阻发挥其抑制尖峰的作用。 交流电源噪声滤波器是滤除电源噪声的有效措施，其典型电路如图36(a)所示。电路中的电容和电感取值都较小，对于工频为50Hz的电压，电容的阻抗很大，电感的阻抗很小，所以对50Hz交流电源的正常通过没有多大影响； 但是对于高频干扰，电源滤波器中旁路电容的阻抗很小，而通路中滤波电感的阻抗很大，所以对高频干扰的衰减作用较大。电感L对串模交流干扰不起抑制作用，但当出现共模干扰时，由于两个线圈的磁通方向相同，经过耦合后对共模高频噪声呈现很大的衰减作用，故称作共模扼流圈。它的两个线圈分别绕在低损耗、高磁导率的铁氧体磁环上。适当增加电感量L，可以改善对低频噪声的衰减特性。这种电源滤波器对抑制来自交流电网的尖峰干扰十分有效。 图36电源干扰噪声抑制方法 需要指出，当电源噪声滤波器的额定电流较大时，共模扼流圈的线径也要相应增大，以便能承受较大的电流。C1和C2容量范围大致是0.01～0.47μF，主要用来滤除串模干扰。C3和C4能够有效抑制共模干扰，其容量范围为2200pF～0.1μF。为减小交流电源漏电流，这些电容的容量不宜太大。C1～C4的耐压值均为630V DC或250V AC。 图36(a)所示电源噪声滤波器的作用是双向的，一方面消除或削弱来自交流电网的噪声干扰，保证电子设备的正常运行； 另一方面可以防止电子设备本身产生的噪声窜入交流电网。如果将两个这样的电源噪声滤波器串接使用，则效果更好。 高频干扰还可能通过电源变压器初、次级线圈之间的分布电容耦合到变压器输出端。在变压器初、次级线圈之间装设接地的金属箔屏蔽层，可以有效地抑制这种耦合作用，但要注意，金属箔的两个端边必须相互绝缘，以防止在变压器中形成一个短路环。如果在变压器初、次级线圈之间装设两个相互绝缘的屏蔽层，靠近变压器原边的屏蔽层接到交流电源地，而靠近变压器副边的屏蔽层接到仪表地，则屏蔽作用更好，如图36(b)所示。 3.2.2电场耦合 通过电场耦合，干扰源导体的电位变化会在敏感电路中感应出电噪声。电场 噪声可以看作是由不同电路之间的分布电容耦合传播的，所以电场耦合又称为容性耦合。 1. 分布电容 (1) 两条平行直导线间的分布电容C可以表示为 C=πεlarccosh(D/d)(pF) (35) 当D/d>3时 C≈πεlln(2D/d)(pF) (36) 式中，D为导线间的中心距离，单位为mm； d为导线直径，单位为mm； l为较短的一根导线的长度，单位为mm； ε为周围介质的介电常数，对于空气，ε0=8.85×10-3pF/mm。 图37直导线与平面之间 的分布电容 例如，空气中长度为10cm的两根导线相距2mm，导线直径为1mm，根据式(36)可得，它们之间的分布电容约为2pF。 (2) 对于图37所示的空气中的直导线与平面，它们之间的分布电容C可以表示为 C=l18ln(4h/d)(pF)(37) 式中的d、l、h 如图37中所示，单位为mm。 在实际情况中，精确估算导体之间的分布电容往往是很困难的。附近的其他导体会改变电场的分布，从而改变分布电容的大小； 附近的绝缘体的介电常数不同于空气，也会使得分布电容发生变化。例如，对于印制电路板上的两条铜箔布线之间的分布电容，很难找出其数学表达式。 2. 电场耦合噪声 为了说明电场耦合噪声的实际情况，考虑图38所示的放大器输入电路。导线AB载有其他电路的信号或随机噪声u，经分布电容C=2pF耦合到放大器输入端，形成放大器输入噪声Vi，放大器的输入电阻为Ri=10kΩ。 如果u为单一频率f的干扰噪声，根据图38所示的串联分压关系可得 Viu=j2πfRiC1+j2πfRi C (38) 由于通常分布电容C很小，其容抗要比Ri大得多，所以2πfCRi＜＜1，式(38)可 简化为 Vi≈j2πfCRiu (39) 例如，如果导线AB为f=50Hz的220V交流电源线，由式(39)可以计算出，电场耦合到放大器输入端的工频噪声有效值大约为1.4mV。 如果u为脉冲数字信号，脉冲上升沿和下降沿的最大变化率为du/dt=2V/μs，考虑到分布电容C=2pF的容抗要比Ri大很多，可得i≈Cdu/dt=4μA，那么耦合到放大器输入端的电压幅度Vi=iRi=40mV，如图39所示。 如果导线AB载有随机噪声u，其功率谱密度函数为Su(f)，则根据式(160)所 示的随机噪声通过线性系统的响应，可得Vi的功率谱密度函数为 SVi(f)=Su(f)|Vi/u|2=Su(f) j2πfRiC1+j2πfRiC 2 (310) 图38噪声经电场耦合到放大器输入电路 图39数字信号经电场耦合的波形 当2πfCRi＜＜1时，式(310)可简化为 SVi(f)≈Su(f)(2πfCRi)2 (311) 由式(39)和式(311)可见，放大器的输入电阻越高，噪声频率越高，则放大器对电场耦合噪声越敏感。所以，在电场耦合噪声比较明显的场合，放大器的输入阻抗不宜太高。 例31设图38电路中AB导线载有限带白噪声，其功率谱密度Su(f)在频率0～10kHz范围内为10-6V2/Hz，在此范围之外为零，如图310(a)所示。在C=2pF，Ri=10kΩ的情况下，试求放大器 输入端噪声Vi的有效值。 解： 对于噪声的最高频率f=10kHz，电容C的容抗为|XC|=1/(2πfC)=8MΩ＞＞Ri，即2πfCRi=1.256×10-3＜＜1，所以可以利用 式(311)来计算Vi的功率谱密度函数SVi(f)，其形状示于图310(b)。再计算出Vi的功率为 PVi=∫1040SVi(f)df=∫1040Su(f)(2π fCRi)2df =52.6×10-10(V2) Vi的有效值为 Vrms=PVi=72.5(μV) 图310宽带噪声电场耦合干扰的功率谱密度函数 3. 抑制电场耦合噪声的常用方法 为了抑制电场耦合噪声，最直接的方法是减少干扰导线和敏感信号线之间的分布电容，常用的方法如下。 1) 信号线远离干扰线 由式(36)可见，两条导线的间距D越大，则它们之间的分布电容越小，所以应该尽量使信号线远离干扰线。如果不能远离，则尽量避免两者互相平行，最好使两者互相垂直。 2) 利用地平面减少线间电容 两条导线附近的其他导体将对电场发生影响，从而改变这两条导线之间的分布电容。例如，如果两条圆形截面平行直导线置于地平面之上，导线到地平面的距离为h，如图311(a)所示，则导线之间的分布电容C可以表示为［5］ C=πεlln［1+4(h/D)2］［ln (4h/d)］2-［0.5ln (1+4(h/D)2)］2 式中的l、d、D同式(36)。上式成立的条件是h＞＞d，D＞＞d，l＞＞D，l＞＞h。上式说明，随着导线与地平面之间的距离缩短，两线之间的分布电容减少。在多层印制电路板上，布设这样的地平面不难实现。 图311抑制电场耦合噪声的常用方法 3) 在信号线和干扰线之间布设地线 在不能利用地平面减少线间电容的地方，在信号线和干扰线之间布设一条地线，如图311(b)所示，这种接地导线可以实现部分屏蔽，也可减少线间电容。 4) 利用双绞传输线，将干扰变为共模噪声 如图311(c)所示，利用双绞线传输信号，并利用差分放大器放大信号，因为双绞线扭绞得非常均匀，干扰线对两条信号线之间的分布电容大致相等，使得电场耦合噪声对放大器而言为共模噪声，只要放大器的共模抑制比足够高，就能有效抑制干扰噪声。 5) 限制干扰噪声的斜率 如果敏感信号线附近有传输脉冲数字信号的导线，脉冲的下降沿和上升沿含有丰富的高次谐波，由式(39)可知，电场耦合噪声的幅度正比于频率，限制干扰源脉冲的下降沿和上升沿的斜率为某一数值，将大大减少其高次谐波的幅度，从而减少电场耦合噪声的幅度，如图311(d)所示。为了适应电磁兼容性的要求，IC厂家已经推出限制脉冲斜率的接口芯片，例如RS232、RS422和RS485串行传输接口芯片都有这种产品。 除这些常用方法外，敏感信号线使用屏蔽电缆，并将屏蔽层接地，能够有效抑制电场干扰噪声，详见3.4.2节。 3.2.3磁场耦合 1. 电流的磁场 磁场耦合又叫作电感性耦合，也可称之为互感耦合。载有电流i的单一导线会在导线周围产 生磁场，如图312所示。对于长直导线，在距离导线r处的磁感应强度为［5］ B=μ0i2πr=2×10-7i/r(Wb/m2)(312) 式中，μ0为空气的导磁率，μ0=4π×10-7H/m； i为流过导线的电流，A。例如，对于载有1A电流的长直导线，在距离导线1cm处的磁感应强度约为20μWb/m2。 2. 电磁感应耦合 对于磁场中的导体回路，当穿越它的磁通Φ发生变化时，在该回路中感应出感生电动势v v=-dΦ/dt (313) 如图313所示，在回路面积A上对磁感应强度B进行积分，可以计算出磁通Φ Φ=∫AB·dA (314) 将式(314)代入式(313)得 v=-ddt∫AB·dA=-ddt∫ABndA 式中，Bn为磁感应强度B垂直于回路平面的分量。 图312载有电流的单一导线产生的磁场 图313感生电动势计算 如果在回路面积A中Bn的平均值为BA，则 v=-AdBAdt (315) 对于正弦变化的磁场，设其垂直于放大器输入回路的平均磁感应强度为 BA=B0sin(2πft) 由式(315)可得，感应噪声电动势为 v=2πfAB0cos(2πft) (316) 如果平均磁感应强度BA的方向与感应平面法线之间的夹角为θ，则感应电压的幅值为 vp=2πfAB0cosθ (317) 设平均磁感应强度BA的有效值为Brms，则感应电压的有效值vrms 为 vrms=2πfABrmscosθ (318) 例如，电源变压器的工作频率为f=50Hz，其杂散磁场垂直于放大器输入回路的平 均磁感应强度的幅值为B0=1mWb/m2，放大器输入回路面积为A=1cm2，由 式(317)可得，感应噪声电动势的幅值为 vp=2πfAB0=31.4(μV) 3. 经互感耦合 两个回路磁场耦合的情况示于图314(a)，图中放大器A1的输出电流产生磁场，其磁力线与放大器A2的输入回路相交。当A1的输出电流i1发生变化时，其周围的磁场强度也随时间变化，经过互感使A2输入回路中的磁通Φ2相应地发生变化。设它们之间的互感为M，则 M=Φ2i1(319) 图314两个电路经互感耦合 互感M取决于两个回路的面积、相互之间的方向及距离，而与G1和G2点是否为浮地或接地无关。由于M的作用，A2输入回路中感应出感生电动势v2，如图314(b)所示。将式(319)代入式(313)，得 v2=-Mdi1dt (320) 式(320)说明，在电路2中产生的感应电压正比于电路1电流的变化率。对式(320)两 边做傅里叶变换得 V2(f)=-j2πfMI1(f) 或 |V2(f)|=2πfM|I1(f)| (321) 如果电流i1的功率谱密度为Si1(f)，则v2的功率谱密度为 Sv(f)=(2πfM)2Si1(f) (322) v2的功率为 v22=∫∞0Sv(f)df=(2πM)2∫∞0Si1(f)f2d f (323) 对于圆形截面长度为l的两条非磁性平行导线，其互感M为［5］ M=μ0l2π［ln(2l/ds)-1］(H) =0.2l［ln(2l/ds)-1］(μH) (324) 式中，μ0为空气的磁导率，μ0=4π×10-7H/m； ds为导线间距，ds＜＜l，单位为m。互感大小与导线直径无关。 在很多实际情况中，感应回路的面积较大，其靠近磁场干扰源导线处的磁感应强度要比远离磁 场干扰源导线处的磁感应强度大很多，这时利用干扰源导线与敏感导线之间的互感来计算磁场 感应噪声电压要更方便一些，这样可以避免沿着感应面积的积分。如果干扰电路的导线和敏 感检测电路的导线之间有一段长度比较接近，而其他部分又相距较远，就可以只根据相邻部 分导体的尺寸和间距，由式(324)来近似计算两个电路之间的互感。 例如，在图315(a)所示电路中，如果两个电路靠近部分的导体长度为l=10cm，间距为ds=2mm，由式(324)可以计算出，它们之间的互感M约为0.072μH 。 图315噪声经互感耦合 如果上述电路中的AB是脉冲电路的一部分，流经它的电流变化率为0.1mA/ns，那么根据式(320)，在放大器输入回路中感应出的噪声幅度大约为7.2mV，如图315(b)所示。 如果导线AB是工频电源线的一部分，流经它的50Hz电流的有效值为1A，根据式(321)，在放大器输入回路中感应出的噪声有效值为vrms=22.6μV。 如果流过导线AB的电流i为宽带噪声，其功率谱密度Si(f)在频率0～10kHz范围内恒定为10-6A2/Hz； 在此范围之外为零。根据式(323)，在放大器输入回路中感应出的噪声电压有效值为 vrms=2πM∫∞0Si(f)f2df1/ 2 =2π×0.072×10-6∫104010-6f2df 1/2 =0.26(mV) 两个电路之间的互感要受附近的第三个电路导体的影响，第三个电路的阻抗越低，则对 互感的影响越大，因为在第三个电路中由感应出的电动势产生的电流会起削弱原磁场的作用 。 如果相距ds的两条平行导线同时又平行于地平面导体，如图316所示，则这两条导线之间的互感为［5］ 图316平行导线又平行 于地平面导体 M≈μ0l4πln［1+(2h/ds)2］ (H) =0.1lln［1+(2h/ds)2］ (μH) (325) 式中，μ0为空气的磁导率，μ0=4π×10-7H/m； l为导线长度，单位为m； ds为导线间距，ds＜＜l，单位为m； h为导线到地平面的距离，h＜＜l，单位为m。 例如，对于图315(a)所示电路中的AB和CD平行导线，如果在它们旁边相距2mm处放置 与其相平行的平面导体，则平行导线之间的互感由0.072μH减少为0.016μH。 4. 抑制磁场耦合干扰的常用方法 磁场耦合不同于电场耦合，表现在两方面： 其一，减少接收电路的输入阻抗能有效地减少电场耦合噪声，但是对磁场耦合却没有效用； 其二，电场耦合噪声一般表现为导线对地电压，这是一种共模噪声，而磁场耦合噪声一般表现为与信号输入线相串联的感生电压，这是一种差模噪声。 如果可能，应该尽量使微弱信号检测电路远离时变磁场，以减少干扰磁场的磁感应强度B。如果做不到远离干扰源，就必须采取一系列的预防和降噪措施,常用的方法有以下几种。 (1) 尽量减少信号线与干扰源之间的互感。 由式(321)可知，在频率f和I1确定的条件下，要想减少V2，必须减小两个电路之间的 互感M，有3种解决方案：  通过适当设计电路布局，限制敏感电路的感应面积A；  调整两个电路所在平面的夹角θ，使它们尽量互相垂直；  信号线应尽量贴近大面积的地线，以减少该导线与其他电路导线之间的互感M，如图317(a)所示。 (2) 信号传输使用双绞线。 如果干扰源电流在双绞线中流动，而不是沿地线流动，因为双绞线扭绞得非常均匀，则双绞线相邻结产生的干扰磁场具有一定的相互抵消作用。检测信号线使用双绞线对抑制磁场干扰也有一定的作用，因为双绞线能有效减少感应面积A，而且双绞线相邻结产生的感生电动势符号相反，具有一定的相互抵消作用，如图317(b)所示。 (3) 限制干扰噪声的斜率。 由式(320)可知，磁场耦合噪声的幅度正比于干扰源电流的变化率di/dt，因此如果可能，微弱信号电路附近的脉冲数字电路应该采取一些限斜率的措施，使得脉冲信号的上升沿和下降沿变得平滑，这样可以有效地降低磁场耦合噪声的幅度，如图317(c)所示。例如，附近的串行通信电路尽量采用限斜率的通信接口芯片，或采用合适的滤波技术。 图317抑制磁场干扰的几种方法 (4) 铁磁材料屏蔽。 如果条件(例如散热条件)允许，可以用高磁导率材料容器把有可能释放干扰磁场的变压器或其他设备封装屏蔽起来，以降低其漏磁，如图318(a)所示。对于敏感的微弱信号检测电路，也可以用高磁导率材料容器把电路封装屏蔽起来，以阻止外来干扰磁场进入检测电路，如图318(b)所示。此外，为了减少变压器的漏磁，应该使用环形铁芯变压器，它比E形铁芯变压器的漏磁少，这样可以减少来自变压器的磁场耦合噪声。 图318所示两种屏蔽方法的实质是，将磁场干扰源产生的磁通引导至铁磁材料中，而不与信号回路相交连。为了达到这个目的，屏蔽层的磁阻应该越小越好。 图318利用铁磁物质屏蔽抑制磁场干扰 磁通所流经的路径称之为磁路，磁路的磁阻Rm为 Rm=lμS (326) 式中，l为磁路长度； μ为磁导率； S为磁路横截面积。 为了减少屏蔽罩的磁阻Rm，应选用磁导率高的材料(例如铁、硅钢片、坡莫合金等)，屏蔽层要有足够的厚度以增大截面积S，在垂直于磁通方向不应有开口。 一种常用的磁屏蔽材料是镍铁高磁导率合金(mumetal)，但是高磁导率材料的缺点是，在相当低的磁场强度下它就会达到磁饱和，因此在高磁场强度下其屏蔽作用失效。为了解决这个问题，可以采用两层屏蔽，如图318(b)所示，外层屏蔽材料的磁导率不是很高，但是使其达到磁饱和的磁场强度却很高，内层屏蔽采用高磁导率材料。如果外层屏蔽将干扰磁场强度降低到内层高磁导率材料的饱和强度以下，内层屏蔽就可以充分发挥作用。 由磁场引起的干扰要比由电场引起的干扰更难消除，主要原因是磁场能够穿透很多种导体材料。钢对磁场的屏蔽作用远远优于铜和铝。随着磁场频率的升高，铁磁材料的磁导率会降低，因此对于射频磁场干扰，铁磁材料的屏蔽效果不太好，在这种情况下，可以利用高导电率的非铁磁导体进行屏蔽，因为磁场在屏蔽导体中感应出的涡流会产生相反方向的磁场，对干扰磁场具有抵消作用。镍铁高磁导率合金在低频段的磁屏蔽作用是非常有效的，但在频率高于1kHz时，其磁导率会随频率升高快速下降； 当频率高达100kHz时，其磁屏蔽作用还不如其他金属，例如钢、铜和铝。 3.2.4电磁辐射耦合 任何载有交变电流的电路都会向远场辐射电磁波，高频电路的辐射作用更为明显，因为高频辐射源波长更短，辐射源距离其远场与近场分界点更近。电磁辐射耦合兼有电场和磁场耦合的特点，无线广播、电视、雷达等都是以这种方式传播的，这也是射频噪声和天体噪声的主要耦合方式。 在远场中，电磁辐射波是一种平面波，电场向量和磁场向量互相垂直，且都垂直于传播方向，电场强度与磁场强度之比为确定值，等于传播介质的特征阻抗。频率为f、波长为λ的电磁辐射波在自由空间的传播速度为 v=fλ≈3×108(m/s) 例如，长度为l的短直导线载有频率为f的交变电流I，如图319(a)所示。如果l＜＜λ/(2π)，那么在相距r处的电场强度为［5］ |Ee|=Ilfμ0sin(θ)2r=0.2 πIlfsin(θ)r×10-6(V/m) (327) 式中，μ0为自由空间的磁导率，μ0=4π×10-7H/m=4π×10-4μH/mm； θ为导线与传播方向之间的夹角。其他参数如图319(a)所示。 图319远场中的电场矢量 如果同样的电流流过面积为A的环，如图319(b)所示，则在环的直径d＜＜λ/(2π)的条件下，在相距r处的电场强度为［5］ |Em|=μ03/2ε01/2πIAf2sin(θ)r(V/m) =0.1316IAf2sin(θ)r×10-13(V/m) (328) 式中，ε0为自由空间的介电常数，ε0=8.854×10-3pF/mm； μ0为自由空间的磁导率，μ0=4π×10-4μH/mm； θ为圆环法线与传播方向之间的夹角； A为圆环面积。其他参数如图319(b)所示。 式(327)和式(328)说明，频率f越高，电磁辐射场的强度越高。在距离辐射源的距离大于一定数量的地方，只有高频电磁场比较显著。当θ=90°时，在相距辐射源10m处，对于载有10mA电流,长度为10cm的直线天线和面积为10cm2的环形天线，若干频率的电场强度分别列于表31中。在远场中，电场强度与磁场强度之比为确定值(空气中为377Ω)，知道了电场强度，就可以推算出磁场强度。 表31不同频率情况下的｜Ee｜和｜Em｜ 频率f/Hz｜Ee｜/(V/m)｜Em ｜/(V/m) 100.628×10-90.132×10-17 1040.628×10-60.132×10-11 1070.628×10-30.132×10-5 式(327)和式(328)适用于自由空间。当场中存在其他物质结构，尤其是存在导体时 ，电磁场的强度将发生变化，这些公式只可用于推测场强的数量级以及说明距离、频率和发射器几何尺寸对场强的影响。 除了专业的无线电发射器，火花塞、电弧、直流电机电刷、大功率接触器、变频器、工作于高频的其他电路(例如计算机)、医学中的热疗设备等都会发射电磁波。电磁辐射噪声不仅来自电路外部，也可能来自电路内部，检测设备内任何载有高频电流的导线都会向周围发射电磁波。例如，数字信号的快速上升沿和下降沿都包含有高频分量，对模拟电路有可能形成电磁辐射噪声。因此，应该尽量缩短电路中有可能形成发射源的导线长度和回路面积，甚至在必要时限制脉冲信号上升沿和下降沿的斜率。 微弱信号检测电路中的任何导体都会像天线一样拾取电磁辐射噪声，电路中的有用信号越微弱，相对而言电磁辐射噪声的影响就越严重。而且，检测电路中的非线性器件可能对接收到的电磁辐射噪声进行解调或变频，所以电磁辐射噪声不但会影响高频电路，还会影响中频和低频检测电路。 电磁辐射波兼有电场和磁场的性质，所以图311和图317中相同的措施对抑制电磁辐射噪声也有效。此外，因为导体对于电磁辐射噪声具有反射和吸收的作用，所以用导体屏蔽罩来屏蔽发射源或敏感电路都能有效地衰减电磁辐射噪声。 3.3屏蔽 屏蔽(shielding)可以用来控制电场或磁场从空间的一个区域到另一个区域的传播，这 是克服电场耦合干扰、磁场耦合干扰以及电磁辐射干扰的最有效手段。屏蔽的目的是利用导电材料或高磁导率材料来减小磁场、电场或电磁场的强度。 屏蔽可以应用于噪声源，通过用屏蔽材料把干扰源包围起来以减弱干扰场的强度，如图318(a)所示； 屏蔽也可以应用 于需要抑制噪声的检测电路，通过用屏蔽材料把敏感电路包围起来以减弱电路附近的场强， 如图318(b)所示； 也可以两者都屏蔽，这样抑制场耦合噪声的效果会更好。 屏蔽的范围可以是电缆、个别器件、部分电路或整个电路系统，甚至是保护房间或建筑物。本章主要涉及部件和电路的保护，其他方面的保护属于电磁兼容性相关的领域。屏蔽对于削弱或切断电场、磁场和电磁辐射3种 干扰耦合方式都是行之有效的。 金属层屏蔽的效果问题可以用两种方法进行分析确定： 一种方法是利用电路理 论进行分析，另一种方法是利用场的理论。在电路理论方法中，噪声场在屏蔽层中感应出电 流，该电流产生附加场，试图在一定区域抵消原噪声场。 另一种方法是把屏蔽层看成具有损耗和反射作用的传输线问题，损耗是电流在屏蔽层中产生热能的结果，而反射的成因是入射波和屏蔽层阻抗的差异。本节的大部分内容将采用这种方法。 通常情况下，计算屏蔽的有效性是十分困难的。屏蔽壳内的电场强度和磁场强度取决于屏蔽 壳外部干扰场的频率和幅度、屏蔽壳相对于干扰场的方向、屏蔽壳的尺寸和形状、屏蔽壳材 料、接缝和开口的情况等因素。为了定性地理解各种不同因素对于屏蔽效果的影响，有必要 对屏蔽的分析做粗略的简化。 屏蔽和接地是抑制干扰噪声的两种最有效的手段，两者又相互关联，例如，抑制电场噪声的屏 蔽层接地后会更有效。 针对磁场干扰、电场干扰和电磁场干扰，所采取的屏蔽方式和屏蔽材料是有区别的。因此，在 介绍各种不同的屏蔽措施之前，有必要首先了解干扰场的传播方式和波阻抗的概念。 3.3.1场传播与波阻抗 1. 近场与远场 对于某一种具体情况，主要起作用的究竟是哪种干扰，取决于干扰场的性质。场的性质取决于以下因素： (1) 产生电磁场的源的性质； (2) 传播介质的性质； (3) 干扰源和观测点之间的距离。 在靠近干扰源的地方(近场)，场的性质主要取决于干扰源的特性； 在远离干扰源的地方(远场)，场的性质主要取决于传播介质的特性。 任何载有交变电流的导线都会向其周围发射交变的电场和磁场，电场强度和磁场强度之比取 决于干扰源的性质、观测点到干扰源的距离以及传播介质的性质。传播介质中的电场强度E 和磁场强度H之比称为波阻抗Zw，即 Zw=EH (329) 对于尺寸较小的空气中的发射源，波阻抗随着到干扰源的距离r及干扰源性质而变化的 情况示于图320。当距离r＜λ/2π(λ为波长)时，称之为近场，或感应场； 当距离 r＞λ/2π时的场称为远场，或辐射场； r=λ/2π附近的区域为过渡 区。对于尺寸较大的发射源，例如专业的无线电发射源，其发射天线的尺寸与波长为同一个 数量级，近场的范围会更广。 在近场，波阻抗Zw取决于干扰源的性质以及到干扰源的距离。当干扰源为小电流高电压时，近场以电场为主，波阻抗Zw较高，Zw=E/H＞377Ω，干扰主要由容性耦合引入； 当干扰源为大电流低电压时，近场以磁场为主，波阻抗Zw较低，Zw=E/H＜377Ω，干扰主要由感性耦合引入。 在以电场为主的情况下，随着距离的增加，电场强度E以1/r3 的速率衰减，而磁场强度H以1/r2的速率衰减，所以Zw=E/H逐渐减少，最后减小为传播介质的特征阻抗Z0。而在磁场为主的情况下，随着距离的增加，电场强度E以1/r2的速率衰减，而磁场强度H以1/r3的速率衰减，所以Zw=E/H逐渐增加，最后增加为传播介质的特征阻抗Z0。 在远场中，电场强度E和磁场强度H以固定比率(例如在空气中E/H=377Ω)组合而形成平面辐射电磁波，这时如果已知E或H中的任何一个，就可以推算出另外一个。随着距离的增加，远场中的电场强度E和磁场强度H都以1/r 的速率衰减，这时的电场矢量和磁场矢量互相垂直，两者又都垂直于传播方向。对于图319所示的两种发射天线，其辐射场的电场和磁场的形状分别示于图321(a)和(b)。图中的实线表示磁场，虚线表示电场。 图320波阻抗随距离变化的情况 图321小型发射天线的辐射场 2. 特征阻抗与波阻抗 1) 特征阻抗 传播介质的特征阻抗Z0定义为 Z0=j2πfμσ+j2πfε(330) 式中，ε为传播介质的介电常数； μ为传播介质的磁导率； σ为传播介质的电导。 对于绝缘体传播介质，σ＜＜2πfε，其特征阻抗与频率f无关，式(330)可简化为 Z0=μ/ε(331) 而对于空气，其特征阻抗Z0为常数 Z0=μ0/ε0=377Ω(332) 式中,ε0为空气的介电常数，ε0=8.854×10-3pF/mm； μ0为空气的磁导率，μ0=4π×10-4μH/mm。 对于金属导体，σ＞＞2πfε，其特征阻抗也称为屏蔽层阻抗Zs，由式(330) 可得 Zs=j2πfμσ(333) 或 |Zs|=2πfμσ=3.68×10-7fμrσr(Ω)(334) 式中,μr为对空气的相对磁导率，μr=μ/μ0； σr为对铜的相对电导，σr=σ/σc，σc=5.82×107S/m。 若干导体材料的相对电导σr和相对磁导率μr列在附录的表A3中。 将附录表A3中的数据代入式(334)可知，对于铜，其特征阻抗为|Zs|=3.68×10-7f； 对于铝，|Zs|=4.71×10-7f； 对于钢，|Zs|=3.68×10-5f。优良导体的特征阻抗要比空气小得多。例如，当频率f=1MHz时，铜的特征阻抗为3.68×10-4Ω。 2) 波阻抗 在远场中，介质对平面波的波阻抗ZW(E/H)等于传播介质的特征阻抗Z0。 在近场中，E和H的比率(即波阻抗)不再是常数，不再等于传播介质的特征阻抗Z0，而是取决于场的性质以及到场源的距离，所以电场干扰和磁场干扰必须分别考虑。在以电场为主的近场中，空气的波阻抗约为［36］ |Zw|E≈12πfε0r(335) 式中的r是到干扰源的距离。而对于以磁场为主的近场，空气的波阻抗约为［36］ |Zw|M≈2πfμ0r(336) 3.3.2屏蔽层的吸收损耗 1. 集肤效应与集肤深度 在导体横截面内，电流分布是不均匀的。高频电流有向导体的表面之下集中的趋势，称为集肤效应。 集肤深度δ定义为场强衰减到原值(深度为0时的值)的1/e或37%时所需的深度，其值为 δ=1πfμσ(m)(337) 将σ=σrσc和μ=μrμ0代入式(337)，考虑σc=5.82×107S/m和μ0=4π×10-7H/m，得 δ=0.066fμrσr(m)(338) 式中的频率f若取单位为MHz，则δ的单位为mm。 表32列出若干种可能用作屏蔽材料的常见金属在不同频率下的集肤深度。 表32不同金属在不同频率下的集肤深度 频率/Hz 集肤深度δ/mm 铜铝钢 508.9711.50.91 60 8.510.90.86 1006.68.50.66 10002.12.70.20 10k0.660.840.08 100k0.200.270.02 1M0.080.080.008 10M0.020.0250.0025 100M0.00660.00760.0020 2. 吸收损耗 当电磁波穿过屏蔽层时，因为感应电流的欧姆损耗，部分能量转换为热，导致电磁波强度得以衰减，称之为吸收损耗或穿透损失。吸收衰减遵从常规的指数规律，即 Ex=E0exp(-x/δ)(339) Hx=H0exp(-x/δ)(340) 式中，E0和H0分别为入射电场强度和磁场强度，Ex和Hx分别为屏蔽层内深度x处的电场强度和磁场强度； δ为集肤深度。 将吸收损耗表示为分贝，由式(339)和式(340)，厚度为x的屏蔽层的吸收损耗A为 A=-20lg(Ex/E0)=-20lg(Hx/H0) =20lg［exp(x/δ)］=8.69(x/δ)(dB)(341) 式(341)说明，厚度为集肤深度的屏蔽层的吸收衰减约为9dB。吸收衰减A与屏蔽层厚度x的关系示于图322(a)，该图对电场、磁场和平面波都适用。 将式(338)代入式(341)，得 A=132xfμrσr(dB)(342) 式中，厚度x的单位为m。式(342)说明，屏蔽材料的磁导率越高，导电率越高，屏蔽层越厚，对电磁波的吸收衰减越大。 图322吸收损耗A变化情况 此外，吸收损耗A取决于电磁场频率f。对于两种厚度的铜和钢屏蔽层，吸收损耗随频率变化的曲线示于图322(b)。可以看出，频率越高，吸收损耗越大。例如，0.5mm厚的铜屏蔽层在频率1MHz情况下吸收损耗很可观(约为66dB)，但是在频率低于1kHz的情况下，吸收损耗几乎为零。图322(b)还说明，钢的吸收损耗明显优于铜。 由附录中的表A3可见，与良导体相比，铁磁材料的相对磁导率μr增加很多(500～25000倍)，而相对电导σr虽然有所减少，但减少的却不太多。两项因素综合考虑，根据式(342)，铁磁材料的吸收损耗远远高于良导体。此外，因为吸收损耗正比于xf，所以在干扰频率较低(例如低于1000Hz)时，在主要依靠吸收损耗实现屏蔽效能的场合，即使使用钢屏蔽层，为了达到显著的吸收损耗，屏蔽层也应该尽量厚一些。 3.3.3屏蔽层的反射损耗 当电磁波入射到两种传播介 质的交界处时，一部分电磁波被反射，另一部分电磁波穿过界面，如图323(a)所示。 反射损耗与反射界面两边介质的特征阻抗有关。在垂直入射情况下，电场传播系数为［5,36］ E2E1=2Z2Z1+Z2 (343) 而磁场传播系数为 H2H1=2Z1Z1+Z2 (344) 式中，E1(H1)是入射波的强度，E2(H2)是穿过界面的透射波强度，Z1和Z2 分别是反射界面两边传播介质的波阻抗。 如果介质1是绝缘体(例如空气)，而介质2是导体，则Z2＜＜Z1，式(343)和式(34 4)可简化为 E2E1=2Z2Z1(345) H2H1=2 (346) 当电磁波穿过屏蔽层时，入射电磁波遇到两个界面，所以经历了两次反射衰减，如图323(b)所示。设屏蔽材料的特征阻抗为Zs，屏蔽层之外的空间介质的波阻抗为Zw，在穿越第二个界面时，电场和磁场的传播系数分别为 EtEs=2ZwZw+Zs(346a) HtHs=2ZsZw+Zs(346b) 图323电磁波的反射 在不考虑屏蔽层的吸收作用和多次反射作用情况下， 利用式(343)～式(346b)，可得 EtEi=EsEi·EtEs=4ZsZw(Zs+Zw)2(347) HtHi=4ZsZw(Zs+Zw)2(348) 对比式(347)和式(348)可见，虽然电场和磁场在屏蔽层的每个界面反射系数不同(见式(343)～式(346b))，但穿越屏蔽层的两个界面后的净效果是一样的。 对于空气中的金属屏蔽层，满足|Zs|＜＜|Zw|的条件，则有 EtEi=HtHi=4|Zs||Zw|(349) 需要注意的是，虽然从式(349)看起来屏蔽层对电场的衰减和对磁场的衰减是一样的，但是对于屏蔽材料为金属、自由空间为空气的常见情况，根据式(343)，对电场的反射衰减主要发生在从空气到金属的入射界面，而根据式(344)，对磁场的反射衰减主要发生在从金属到空气的出射界面。 将反射损耗表示为分贝，有 R=-20lg|Et||Ei|=-20lg|Ht||Hi|=-20lg|4Zs||Zw|(350) 式中，Zw是空气波阻抗，Zs是屏蔽层波阻抗。良好的屏蔽层必须反射尽可能多的能量，即具有高反射损耗。从式(350)可推断出，高反射损耗需要Zw和Zs具有显著的差异。 式(350)所表示的反射损耗R适用于垂直入射的情况。如果不是垂直入射，则反射损耗随入射角的增加而增加。式(350)不但适用于平面波，也适用于其他电磁波，因为任何其他波都可以由平面波叠加组合出来。式(350)不但适用于平面形屏蔽层，而且适用于弯曲的屏蔽层，条件是曲率半径远大于屏蔽层的集肤深度。 下面分别分析远场和近场中的反射损耗，以及屏蔽层内的多次反射导致的效应。 1. 远场中的反射损耗 对于远场中的平面波，波阻抗Zw等于空气的特征阻抗Z0(377Ω)，式(350)变为 R=-20lg|Zs|94.25(351) 由式(351)可见，屏蔽层的特征阻抗Zs越小，则反射损耗越大。将式(334) 所表示的导体屏蔽层的波阻抗Zs代入式(351)得 R=168＋10lgσrfμr(dB)(352) 式(352)说明，屏蔽材料的电导越高、磁导率越低，对远场电磁波的反射损耗越大。与式(342)对比可知，虽然钢比铜的吸收损耗大，但是其反射损耗要比铜小。式(352)还说明，随着平面波的频率升高，反射损耗减少。 对于远场中的平面波，三种屏蔽材料铜、铝和钢的反射损耗R随频率f变化的情况示于图324。 图324几种屏蔽材料对平面波的反射损耗R随频率变化情况 2. 近场中的反射损耗 在近场中，波阻抗Zw不取决于介质的特征阻抗，而是取决于干扰源的特性以及到干扰源的距离。如果干扰源是高电压小电流，则干扰场以电场为主，波阻抗Zw高于377Ω； 如果干扰源是低电压大电流，则干扰场以磁场为主，波阻抗Zw低于377Ω。 1) 电场为主的近场中的反射损耗 由式(350)可知，反射损耗是波阻抗Zw的函数，在以电场为主的近场中，波阻抗Zw较大，因此反射损耗也较大。用式(335)所表示的电场为主的近场中空气的波阻抗|Zw|E=(2πfε0r)-1代替式(350)中的|Zw|，得到以电场为主的反射损耗RE为 RE=-20lg(8πfε0r|Zs|) 式中，r是到干扰源的距离，单位为m。将自由空间的介电常数ε0=8.854×10-12F/m代入上式得 RE=-20lg(2.225×10-10fr|Zs|) 将式(334)所表示的导体屏蔽层的波阻抗|Zs|代入上式得 RE=322＋10lgσrμrf3r2(dB)(353) 式中的r是到场源的距离，单位为m。 2) 磁场为主的近场中的反射损耗 在以磁场为主的近场中，波阻抗Zw较小，因此反射损耗也较小。用式(336)所表示的磁场为主的近场中空气的波阻抗|Zw|M=2πfμ0r代替式(350)中的|Zw|，得磁场为主的反射损耗RM为 RM=-20lg|4Zs|2πfμ0r(354) 将自由空间磁导率μ0=4π×10-7H/m代入上式得 RM=20lg1.97×10-6fr|Zs| 将式(334)所表示的导体屏蔽层的波阻抗Zs代入上式，整理可得 RM=14.6＋10lgσrfr2μr(dB)(355) 如果μr很大，由上式计算出的RM可能是负值，这是因为得出式(350)的条件|Zs|＜＜|Zw|已不能满足而导致的误差，这时可取RM=0。如果计算出的RM>0，则上述误差可以忽略。 3. 统一的反射损耗计算公式 将式(352)、式(353)和式(355)综合在一起，可得统一的反射损耗计算公式为 R=C＋10lgσrμrfnrm(dB)(356) 对于平面波、电场和磁场，式(356)中的常数C、n和m分别列在表33中。 表33式(356)中使用的常数 场的类型Cnm 平面波16810 电场32232 磁场14.6-1-2 根据式(352)～式(355)，分别对于和干扰源相距1m和30m的铜屏蔽层，各种反射损耗随频率变化的情况示于图325。 图325铜屏蔽层反射损耗随频率和距离变化 图325上部的两条线是针对以电场为主的近场的，波阻抗Zw较大，反射损耗也较大； 下部的两条线是针对以磁场为主的近场的，波阻抗Zw较小，反射损耗也较小。对于到干扰源的任何指定距离r，3种曲线在f=300×106/(2πr)处汇合，此处相当于近场和远场的分界点，即图320中的r=λ/2π处。 由图325可见，在低频情况下，屏蔽层对磁场的反射损耗较小。当与干扰源之间的距离未知时，可粗略假设对低频磁场的反射损耗约为零。 图325中的曲线适用于只产生电场或只产生磁场的点发射源。实际的干扰源发射的往往是电场和磁场的组合，所以实际的反射损耗曲线位于图325所示的电场为主曲线和磁场为主曲线之间的某处。 4. 屏蔽层中的多次反射 如图323(b)中的虚线所示，当电磁波进入屏蔽层后，从第二个界面反射回的电磁波会被第一个界面再次反射，返回到第二个界面时又被反射，如此往复。每次被第二个界面反射时，都会有部分电磁波透射过该界面进入图中的右侧空间，导致屏蔽效果下降，这种下降可以用多次反射校正项Bs(dB)来表示，Bs为负数。 在电磁波第二次到达第二个界面时，已经三次穿越屏蔽层厚度，如果屏蔽层较厚，其吸收损耗较大，这种多次反射造成的影响可以忽略。对于电场中的金属屏蔽层，根据式(343)和式(345)，由于Z2＜＜Z1，大部分入射波被第一个界面反射掉，只有很少部分进入屏蔽层，所以屏蔽层内的多次反射作用可以忽略。由于屏蔽层对平面波的反射损耗R比多次反射校正项Bs要大得多，也可以忽略Bs。而对于磁场中的薄屏蔽层，多次反射可能导致屏蔽效果明显下降，则Bs是不可忽略的。 对于磁场中的金属屏蔽层，根据式(344)和式(346)，由于Z2＜＜Z1，大部分入射波穿过第一个界面进入屏蔽层，而且穿越后强度加倍，屏蔽层内的磁场强度如此之大，其在屏蔽层内多次反射的效应必须加以考虑。 对于厚度为x、集肤深度为δ的金属屏蔽层，根据附录B中的推导，磁场多次反射导致的校正项Bs可表示为 Bs=20lg(1-e-2x/δ)(dB)(357) 注意由式(357)计算得出的校正项Bs为负值，说明由于多次反射，屏蔽层实际的磁场屏蔽效果要小于吸收损耗和反射损耗之和。而且，屏蔽层越薄(x/δ越小)，校正项Bs的绝对值越大。当屏蔽层较厚时，磁场在屏蔽层内传播的过程中会被吸收，Bs的绝对值会较小。针对若干种不同的x/δ，由磁场的多次反射导致的校正项Bs的数值列于表34。 表34不同x/δ的薄屏蔽层对磁场的多次反射校正项Bs x/δ0.0010.0020.0050.010.020.050.10.20.51 Bs/dB-54-48-40-34-28-20-15-9.6-4-1.3 3.3.4屏蔽效果分析 屏蔽效果说明屏蔽层对电磁场衰减 的程度，这取决于屏蔽层的反射损耗、吸收损耗、屏蔽层内多次反射导致的校正项以及屏蔽层上的开孔和接缝情况等。 1. 屏蔽总效果 屏蔽效果可以根据由屏蔽层引起的磁场强度和电场强度的衰减程度来说明。用分贝来表示这 种衰减程度会比较方便，可以把由各种不同的效应产生的屏蔽效果相加得到总的屏蔽效果。 对于电场，屏蔽效果定义为 S=20lg(Ei/Et)(dB) 对于磁场，屏蔽效果定义为 S=20lg(Hi/Ht)(dB) 式中的Ei和Hi分别表示入射电场和磁场的场强，Et和Ht分别表示穿越屏蔽层透射过去的电场和磁场的场强。 将屏蔽层的吸收作用、反射作用及其他因素综合考虑在一起，屏蔽的总效果可以表示为 S=A＋R＋Bs(dB)(358) 式中，A为吸收损耗，dB； R为反射损耗，dB； Bs为屏蔽层内的多次反射引起的校正项，dB。吸收损耗A对于远场和近场是一样的，对于电场和磁场也是一样的。而反射损耗B取决于场的类型以及波阻抗。 式(358)中的吸收损耗A由式(342)给出。根据干扰场的不同性质(远场、电场为主的近场和磁场为主的近场)，反射损耗R分别由式(352)、式(353)和式(355)给出，或由统一的公式(356)给出。对于电场和平面波，多次反射的校正项Bs一般可以忽略； 对于磁场，Bs由式(357)给出。由这些公式可以看出： (1) 吸收损耗A和反射损耗R都随屏蔽材料电导的增加而增加。 (2) 屏蔽材料的磁导率增加时，吸收损耗A增加，但是反射损耗R减少。 (3) 频率f提高时，吸收损耗增加，磁场中的反射损耗增加； 如果屏蔽材料的磁导率为恒定值，则电场和远场中的反射损耗随频率f的提高而减少。 (4) 对于磁场中的薄屏蔽层，需要把多次反射校正项Bs考虑在内。 2. 平面波屏蔽效果 对于远场中的电磁辐射平面波，屏蔽层的总损耗是吸收损耗A和反射损耗R的综合结果，如式(358)所示，其中的多次反射校正项Bs可以忽略，因为它与反射损耗相比微不足道。根据式(342)和式(352)，0.5mm厚的铜箔屏蔽层对平面波的屏蔽效果示于图326。 由图326可见，随着频率f升高，反射损耗减少，这是因为铜屏蔽层的波阻抗Zs随频率升高而增大，见式(334)。随着频率f升高，吸收损耗增大，这是因为集肤深度δ随频率升高而减小，见式(337)。屏蔽总效果最差的是在中频段，在图326所示情况下大约在10kHz附近。根据图326，对于低频平面波，屏蔽效果主要来自反射损耗； 而对于高频平面波，屏蔽效果主要来自吸收损耗。在射频情况下，吸收损耗和反射损耗都起衰减作用，这时可以使用较薄的屏蔽层，因为在射频情况下集肤深度很小。 3. 电场屏蔽效果 从前面介绍的公式和图表可以看出，电场更容易屏蔽，利用任何良导体在任何频率都能取得较好的屏蔽效果。由图325可见，低频段屏蔽层对电场的反射损耗较大，因此电场屏蔽不必依靠吸收损耗，可以使用较薄的屏蔽层，而且多次反射引起的校正项Bs可以忽略，因为反射损耗要比Bs大得多。在高频段，反射损耗有所减少，必要时还要利用屏蔽层的吸收损耗。 如果屏蔽层非常薄，那么它的吸收作用可以忽略，对由多次反射导致的校正项Bs应该加以考虑。 4. 磁场屏蔽效果 在以磁场为主的近场中，由图320可见，空气的波阻抗Zw较小，根据式(350)，这时的反射损耗也较小，所以有必要依靠屏蔽层的吸收作用来达到屏蔽效果。对于频率为几兆赫兹以上的磁场干扰，可以利用非铁磁材料的吸收作用进行屏蔽。如果干扰磁场频率不高，根据式(355)，反射损耗不够大，必要时需要增加屏蔽层厚度以增加 吸收损耗。如果屏蔽层较厚(吸收损耗>9dB)，则多次反射引起的校正项Bs可以忽略。如果屏蔽层较薄，则需要把Bs考虑在内，Bs可由式(357)计算得出。 对于低频磁场干扰，普通金属屏蔽层(例如铜或铝)的反射损耗和吸收损耗都很少，这是最难屏蔽的干扰，需要利用高磁导率的铁磁材料实现屏蔽。 5. 屏蔽效果概要 分别对于平面波、电场和磁场，0.5mm厚的铝屏蔽层实现的总屏蔽效果S随频率f变化的曲线示于图327。由图可见，除低频磁场外，其他情况下均能获得比较可观的屏蔽效果。 图3260.5mm厚的铜箔在远场中的屏蔽效果 图3270.5mm厚的铝屏蔽层实现的总屏蔽 效果S随频率f变化的曲线 对于1MHz以上的高频干扰，各种情况下吸收损耗都对屏蔽效果起主要作用，只要屏蔽层足够厚，大部分应用中屏蔽效果都不错。对于超过30MHz的高频干扰，因为集肤深度显著降低，薄金属片或沉积在塑料薄膜上的薄导电涂层就足够了。对于低频率的应用，屏蔽通常采用厚度可观(1mm以上)的金属层，如果是低频磁场干扰，往往需要使用铁磁材料的屏蔽层。 没有开孔和接缝的屏蔽层能够达到的屏蔽效果列于表35，表中的“-”处表示反射损耗很小，有关的近似公式无效。 表35不同屏蔽层材料在不同频率能达到的屏蔽效果 屏蔽层材料频率/Hz吸收损耗①/dB(对所有场) 反射损耗②/dB 电场磁场远场 铜 100.4312—158 10413.222235128 1074171326598 钢 104.2272—118 104132182—88 1072950952861 注： ① 1mm厚屏蔽层的吸收损耗。 ② 距离干扰源0.1m处的反射损耗。 6. 铁磁材料屏蔽 与良导体相比，铁磁材料的磁导率μ增加很多，电导σ有所减少，导致以下效果： (1) 吸收损耗增加； (2) 反射损耗减少。 在低频磁场情况下，反射损耗很少，屏蔽效果主要靠高磁导率材料的吸收损耗。 在低频电场或平面波情况下，主要的屏蔽机理是反射损耗，而铁磁屏蔽层的反射损耗还不如其他良导体，所以不宜使用铁磁材料屏蔽。 虽然铁磁材料的低频磁导率很高，但是，其磁导率随着频率的升高而减少，低频磁导率越高，磁导率开始减少的频率越低。不同频率下钢的相对磁导率列于表36，表中数据说明，当频率高于100kHz时，钢的相对磁导率逐渐减少，在频率为10MHz时降为500。 表36不同频率下钢的相对磁导率 频率f/Hz1021031041051061071081091010 相对磁导率μr1000100010001000700500100501 镍铁高磁导率合金低频情况下的相对磁导率为2×104，而当频率为几千赫兹时其磁导率就会减少一半，在频率为100kHz时，其相对磁导率甚至低于普通冷轧钢板。所以，镍铁高磁导率合金只适用于频率为10kHz以下的磁场。此外，在进行加工或受到机械应力或热应力的情况下，镍铁合金或坡莫合金等高磁导率材料的磁导率会降低，所以在使用过程中要注意，不要使其跌落或受到碰撞，否则就应该对其进行退火处理，以恢复其磁导率。此外，使用高磁导率材料进行屏蔽还要注意避免出现磁饱和现象，必要时要采用双层屏蔽，如图318(b)所示。 实验数据表明，在靠近干扰源的近场中，当频率不高于100kHz时，钢的磁场屏蔽性能优于铜。但当频率高于几百kHz时，铜的磁场屏蔽性能将超越钢。 对于直流磁场，屏蔽效果主要依靠高磁导率材料集中磁力线的作用。直径为r，厚度为d(d＜＜r)的球形屏蔽盒对直流磁场的屏蔽效果为［5］ SD=20lg1+2μrd3r 图328多层磁屏蔽用于克服 磁饱和问题 式中，μr为屏蔽材料的相对磁导率。 7. 多层屏蔽 当单层屏蔽不能有效解决问题时，可以使用多层屏蔽，如图318(b)所示。 对于频率很低的磁场干扰，可能需要使用很高磁导率的屏蔽材料，例如镍铁高磁导率合金(mumetal)，但是如前所述，这种材料在很低的磁场强度下就会达到磁饱和状态，所以有必要采用双层屏蔽结构。如图328所示，第一层屏蔽使用低磁导率材料，但它的磁饱和强度较高； 第二层屏蔽使用高磁导率材料，虽然它的磁饱和强度较低，但是经过第一层屏蔽的衰减，到达第二层屏蔽的磁场强度已经比较低，不会使它饱和。利用第二层屏蔽的高磁导率，可以把干扰磁场衰减到很低的水平。 在多层屏蔽中，也可以使用非铁磁导体(例如铜)作为第一层，用铁磁材料作为第二层。在非常苛刻的条件下，还可以附加第三层屏蔽。多层屏蔽不但增加吸收损耗，而且增加反射损耗。 8. 屏蔽层上的开孔和接缝 前面的分析计算都是针对没有开孔和接缝的连续屏蔽层。在这种情况下，只要选择合适的屏蔽材料，就可以达到相当好的屏蔽效果。除了低频磁场外，很容易达到100dB以上的屏蔽效果。 但是实际的屏蔽层要考虑通风、连接、安装及维修等问题，往往需要开一些孔缝，并用盖板封装，形成一些安装接缝。这些开孔和接缝会使屏蔽效果大为降低，很可能它们对屏蔽效果起着决定作用。这并不是说前面的理论和分析没有用，利用前面介绍的公式可以确定所需要的连续屏蔽层情况，之后再尽量减少由开孔和接缝造成的漏场。 开孔和接缝造成的漏磁场问题比漏电场问题更为严重，所以重点要寻找减少漏磁场的方法，这些方法足可以把漏电场减到很小。 开孔和接缝造成的漏磁场的大小主要取决于下列3个因素： (1) 干扰场的波阻抗； (2) 干扰场的频率； (3) 开孔和接缝的最大直线尺寸。 噪声磁场在屏蔽层中感应出电流，这些电流产生的附加磁场抵消原噪声磁场，从而产生屏蔽效果。为了使这种抵消作用有效发生，必须允许感应出的屏蔽层电流自由流动。如果屏蔽层上的孔缝导致的不连续性迫使感应电流按不同于外界磁场感应出的路径流动，屏蔽效果就打了折扣。感应电流绕路越远，屏蔽效果越差。所以，漏磁场主要取决于开孔的最大直线尺寸，而不是开孔的面积。 图329示出同样面积的两种开孔方式，图329(a)中的长孔使感应电流绕路较远，屏蔽效果受影响较大，即使长孔的宽度再窄一些也无济于事； 图329(b)开孔较多，但是所有孔的直线尺寸都不大，感应电流绕路不多，屏蔽效果受影响较小。所以，大 图329开孔对屏蔽层感应电流的影响 量的小孔比同样面积的一个大孔产生的漏磁要少。 图329(a)所示的长矩形孔还形成一种槽缝天线，屏蔽盒的接缝也很容易形成这种槽缝天线。如果槽缝长度大于波长的十分之一，即使槽缝的宽度很窄，也会引起相当可观的漏磁。当槽孔长度等于波长的一半时，槽缝天线的辐射作用最大。当槽缝长度短于波长的一半时，长度每减小十倍，辐射作用减小20dB，屏蔽效果增加20dB。 对屏蔽层的接缝进行焊接或铜焊可以保持屏蔽层的连续性，从而可以将接缝漏磁减到最少。对于不能焊接的接缝，例如设备机壳的盖板或开门处的接缝，要想方设法保持屏蔽层的电气连续性，以防止形成槽缝天线。利用导电的EMI衬垫压紧在接缝处就是一种很好的办法，这种办法能在几千赫兹到几吉赫的频率范围内控制漏磁。 图330屏蔽层上的波导管 EMI衬垫的材料应该与同它接触的屏蔽层金属相兼容，以防发生锈蚀。 因此，镍铜合金或镀银黄铜衬垫不应与铝屏蔽盒一起使用。 9. 屏蔽层上的波导管 如果屏蔽层上的开孔做成波导管的形状，则可以使干扰场获得进一步的衰减。图330所示为长度为l、直径为d的圆形波导管的剖面，其截止频率为 fc=0.175×109d(Hz)(359) 式中，d的单位为m。对于长方形的波导管，如果其截面最大尺寸为r，其截止频率为 fc=0.15×109r(Hz) 当干扰场的频率比波导管的截止频率低很多时(f