第3章
CHAPTER 3


双极结型晶体管及其基本


放大电路



本章首先讨论双极结型晶体管（BJT）的结构、工作原理、特性曲线、主要参数及电路模型。接着引入放大电路的基本概念，包括放大电路的组成原则，主要性能指标等。随后讨论放大电路的常用分析方法——图解法和等效电路法，重点讨论了BJT放大电路的三种基本组态。最后介绍了多级放大电路的有关问题。由于本章所涉及的问题具有普遍性，所以，是学习后续各章及其他电子电路的基础。

3.1双极结型晶体管

双极结型晶体管（Bipolar Junction Transistor，BJT）是通过一定的工艺，将两个PN结结合在一起的器件。由于PN结之间的相互作用，它表现出不同于单个PN结的特性，从而使PN结的应用发生了质的飞跃。本节将围绕BJT具有电流放大作用这一核心问题，讨论其结构、各极电流的形成、特性曲线及参数等问题。






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3.1.1BJT的分类、结构及符号

BJT的种类很多。按频率分，有高频管、低频管； 按功率分，有大功率管、中功率管及小功率管； 按材料分，有硅管、锗管； 按导电类型分，有NPN管、PNP管等。无论何种类型的BJT，从外形来看都有三个电极，常见的几种BJT外形如图3.1所示。




图3.1几种BJT的外形


BJT的结构示意图和电路符号如图3.2所示。由图可见，BJT是由三层半导体制成的。NPN型BJT由两个N区和中间很薄的一个P区组成。相反地，PNP型BJT由两个P区和中间很薄的一个N区组成。从三块半导体上各自接出一根引线就是BJT的三个电极，它们分别叫作发射极E（Emitter）、基极B（Base）和集电极C（Collector），对应的三块半导体分别称为发射区、基区和集电区。三块半导体的交界面形成了两个PN结： 发射区与基区交界处的PN结称为发射结（Je），集电区与基区交界处的PN结称为集电结（Jc）。



图3.2BJT的结构示意图及电路符号


特别值得注意的是，虽然发射区和集电区都是同种类型的半导体，但器件不是电对称的，这种不对称是因为三个区域的掺杂浓度明显不同，其中，发射区的掺杂浓度高于集电区，基区的掺杂浓度最低。例如，发射区、集电区、基区的掺杂浓度分别为1019cm-3、1017cm-3、1015cm-3。此外，在几何尺寸上，基区很薄，集电区的面积比发射区大。正是这种结构特点，构成了BJT具有电流放大作用的物质基础。

NPN型BJT和PNP型BJT电路符号的区别在于发射极所标箭头的指向，发射极箭头的指向表明了BJT导通时发射极电流的实际流向。

实际BJT的结构要比图3.2复杂得多，图3.3是集成电路中典型的NPN型BJT的结构剖面图。图中，衬底若用硅材料，则为硅管； 若用锗材料，则为锗管。



图3.3常用集成电路中NPN型BJT的结构剖面图







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3.1.2BJT的电流分配与放大作用

BJT的电流放大作用是由内、外两种因素决定的，其内因就是3.1.1节中所述的结构特点，而外因是必须给BJT加合适的偏置电压，即给发射结加正向偏置电压，集电结加反向偏置电压。

1. BJT内部载流子的传输过程

以NPN型BJT为例，在发射结正偏，集电结反偏的条件下，BJT内部载流子的运动情况可用图3.4说明。


图3.4BJT内部载流子的传输示意图




1） 发射区向基区注入电子

由于发射结Je正偏，所以Je两侧多子的扩散占优势，因而发射区的电子源源不断地越过Je注入基区，形成电子注入电流IEN； 与此同时，基区的空穴也向发射区注入，形成空穴注入电流IEP。由于发射区相对于基区是重掺杂，所以发射区电子的浓度远大于基区空穴浓度，因而满足IENIEP，若忽略IEP，发射极电流IE≈IEN，其方向与电
子注入方向相反。

2） 电子在基区边扩散边复合

注入基区的电子，成为基区的非平衡
少子，它在Je处浓度最大，而在Jc处浓度
最小（Jc反偏，其边界处电子浓度近似为
零），因此，在基区形成了非平衡电子的浓
度差。在该浓度差的作用下，由发射区注
入基区的电子将继续向Jc扩散。在扩散过
程中，非平衡电子会与基区中的多子空穴
相遇，使部分电子因复合而失去。但由于
基区很薄且掺杂浓度又低，所以在基区被复合掉的电子数极少，绝大部分电子都能扩散到Jc边沿。基区中与电子复合的空穴由基极电源提供，形成基区复合电流IBN，它是基极电流IB的主要部分。

3） 扩散到集电结的电子被集电区收集

由于集电结Jc反偏，形成了较强的电场，所以，扩散到Jc边沿的电子在该电场作用下漂移到集电区，形成集电区的收集电流ICN。该电流是构成集电极电流IC的主要部分。此外，集电区和基区的少子在Jc反偏压的作用下，向对方漂移形成Jc的反向饱和电流ICBO，并流过集电极和基极支路，构成IB和IC的另一部分电流。

通过以上讨论可以看出，在BJT中，薄的基区将发射结和集电结紧密地联系在一起。它能把发射结的大部分正向电流传输到反偏的集电结回路中去。这正是BJT实现放大作用的关键所在。

2. BJT的电流分配关系

由以上分析可知，BJT三个电极的电流与内部载流子的传输形成的电流之间有如下关系：

IE=IEN+IEP=IBN+ICN+IEP≈IBN+ICN
IB=IEP+IBN-ICBO≈IBN-ICBO
IC=ICN+ICBO(31a)(31b)(31c)

式（31）表明： 在Je正偏，Jc反偏的条件下，BJT三个电极上的电流不是孤立的，它们能反映非平衡少子在基区扩散与复合的比例关系。这一比例关系主要由基区宽度、掺杂浓度等因素决定，BJT做好后就基本确定了。一旦知道了这个比例关系，就不难确定三个电极电流之间的关系，从而为定量分析BJT电路提供了方便。

为了反映扩散到集电区的电流ICN与基区复合电流IBN之间的比例关系，定义共发射极直流电流放大系数

β-=ICNIBN=IC-ICBOIB+ICBO（32）

其含义是： 基区每复合一个电子，则有β-个电子扩散到集电区去。β-值一般为20～200。

确定了β-值后，由式（31）和式（32）可得BJT三个电极电流的表达式如下： 

IE=IB+IC
IC=β-IB+(1+β-)ICBO=β-IB+ICEO
IE=(1+β-)IB+(1+β-)ICBO=(1+β-)IB+ICEO(33a)(33b)(33c)

式中,

ICEO=(1+β-)ICBO（34）

称为穿透电流。由于ICBO很小，常忽略其影响，所以有

IC≈β-IB
IE≈(1+β-)IB(35a)(35b)

式（35）是以后电路分析中常用的关系式。

为了反映扩散到集电区的电流ICN与发射极电流IE之间的比例关系，定义共基极直流电流放大系数

α-=ICNIE=IC-ICBOIE（36）

它表征了发射极电流IE转化为集电极电流IC的能力。显然，α-<1，一般为0.97～0.99。

引入α-后，由式（31）和式（36）可得BJT三个电极电流的表达式如下： 

IE=IB+IC
IC=α-IE+ICBO≈α-IE
IB=(1-α-)IE-ICBO≈(1-α-)IE(37a)(37b)(37c)

由于β-和α-都是反映BJT基区中电子扩散与复合的比例关系，只是选取的参考量不同，所以两者之间必然有内在的联系。由β-和α-的定义可得

β-=ICNIBN≈ICNIE-ICN=α-IEIE-α-IE=α-1-α-（38）
α-=ICNIE≈ICNIEN=ICNIBN+ICN=β-IBNIBN+β-IBN=β-1+β-（39）

3. BJT的放大作用

BJT的放大作用可用图3.4来说明，假设在图中VBB上叠加一幅度为100mV的正弦电压ΔvI，则引起BJT发射结电压产生相应的变化，因而发射极会产生一个较大的注入电流ΔiE，例如为1mA。若β-=99，则基极复合电流ΔiB约为10μA，集电极收集的电流ΔiC约为0.99mA。若取RC=2kΩ，则RC上得到的信号电压ΔvO=ΔiC·RC=0.99×2V=198V，相比之下,信号电压放大了约20倍。另外，RC得到的信号功率为

Po=12·ΔiC·ΔvO=12×0.99×10-3×1.98W≈1mW

约为信号源的输入功率

Pi=12·ΔiB·ΔvI=12×10×10-6×100×10-3W=0.5μW

的2000倍。信号功率的放大，体现了BJT的放大作用，也是它区别无源元件的电流和电压变化（如变压器）的主要特征。






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3.1.3BJT的伏安特性曲线

BJT的伏安特性曲线是描述其各电极电压与电流之间关系的曲线，它是BJT内部载流子运动的外部表现。从使用角度来看，了解BJT的伏安特性曲线比了解其内部载流子的运动过程显得更为重要。

由于BJT有三个电极，所以它的伏安特性比二极管要复杂得多。作为三端器件，通常用其中的两个端子分别作为输入和输出端，第三个端子作为公共端，这样可以构成输入和输出两个回路。图3.5示出了BJT的三种基本接法，也称为组态，分别称为共发射极（Common Emitter,CE）、共集电极(Common Collector,CC)和共基极(Common Base,CB)。其中，共发射极接法更具代表性，所以下面主要讨论BJT的共发射极伏安特性曲线。



图3.5BJT的三种基本接法



1. 共发射极输入特性曲线

输入特性曲线描述了在集电极发射极(集射)压降vCE一定的情况下，基极电流iB与基极发射极(基射)压降vBE之间的函数关系，即

iB=f(vBE)vCE=常数




图3.6BJT的共发射极输入

特性曲线

图3.6是NPN型硅BJT的输入特性曲线。由图可见，它与二极管的正向特性曲线相似。图中示出了vCE分别为0、1V、10V三种情况下的输入特性曲线，可以看出，当vCE增大时，曲线逐渐右移。或者说，当vBE一定时，随着vCE的增大，iB将减小。

当vCE=0时，相当于集电极与发射极短路，
即发射结与集电结并联，这时，BJT相当于两
个并联的PN结，其输入特性曲线与PN结的伏
安特性相似，呈指数关系。

当vCE较小（如vCE<0.7V）时，集电结处
于正偏或反偏压很小的状态，收集电子的能力
很弱，而基区的复合作用较强，所以在vBE相同
的情况下，iB较大。当vCE增至1V左右时，集电
结上的反偏电压加大，内电场增强，收集电子的
能力增强，电子在基区复合的机会减小，从而使
iB减小。由图3.6可以看出，vCE=10V时的输入特性曲线，与vCE=1V时的输入特性曲线非常接近。这是因为只要保持vBE不变，则从发射区扩散到基区的电子数目不变，而vCE增大到1V以后，集电结的电场已足够强，能够把发射到基区的绝大部分电子收集到集电结，以至于再增加vCE，iB也不再明显减小。因此，可近似认为在vCE>1V后的所有输入特性曲线基本上是重合的。对于小功率BJT，可以用vCE大于1V的任何一条输入特性曲线来代表vCE大于1V的所有输入特性曲线。

2. 共发射极输出特性曲线

输出特性曲线描述了在基极电流iB一定的情况下，集电极电流iC与集射压降vCE之间的函数关系，即

iC=f(vCE)iB=常数




图3.7BJT的共发射极输出特性曲线


图3.7是NPN型硅BJT的共发射极输出特性曲线。由图可见，对于每一个确定的iB，都有一条曲线，所以输出特性是一簇曲线，各条特性曲线的形状基本相同。整个曲线族可划分为四个区域。

（1） 放大区BJT工作在放大区的条件是Je正偏、Jc反偏。在放大区，BJT具有以下两个特点。

① 集电极电流iC主要受基极电流iB的控制，即iB有很小的变化量ΔiB时，iC就会有很大的变化量ΔiC。为此，用共发射极交流电流放大系数β表示这种控制能力。β定义为

β=ΔiCΔiBvCE=常数（310）

反映在特性曲线上，为两条不同iB曲线之间的间隔。




图3.8基区宽度调制效应



② 集电极电流iC受集射压降vCE的影响较小。在特性曲线上表现为，iB一定而vCE增大时，曲线略有上翘（iC略有增大）。这是因为，当vCE增大时，集电结的反向电压增大，导致集电结阻挡层展宽，从而使基区的实际宽度WB减小，如图3.8所示。这样，基区中电子与空穴复合的机会减少，从而使iB减少，而要保持iB不变，iC将略有增大。通常将vCE引起基区实际宽度变化而导致电流变化的效应称为基区宽度调制效应（BaseWidth Modulation Effect）。
由于基区宽度调制效应很微弱，所以vCE在很大
范围内变化时iC基本不变。因此，当iB一定时，
集电极电流具有恒流特性。

（2） 饱和区 BJT工作在饱和区的条件是Je、Jc均正偏。通常把vCE=vBE（即集电结零偏压）的情况称为临界饱和，对应点的轨迹为临界饱和线。当vCE<vBE时，管子进入饱和区。此时，由于Jc正偏，不利于集电区收集电子，造成基区复合电流增大。这样，一方面，当iB一定时，iC的数值比放大时要小； 另一方面，当vCE一定而iB增大时，iC基本不变。因此，在饱和区，iC不受iB的控制。在特性曲线上表现为，不同iB的曲线在饱和区汇集。BJT饱和时，C、E之间的电压称为饱和压降，记作VCE(sat)。深度饱和时，VCE(sat)很小，对于小功率硅管约为0.3V，小功率锗管约为0.1V。管子饱和后，三个电极间的电压很小，这时，各极电流主要由外电路决定。

（3） 截止区BJT工作在截止区的条件是Je、Jc均反偏。此时iB≈0（严格来说,iB=-ICBO），iC≈0（严格来说，iC=ICBO）。BJT截止时，相当于各电极之间开路，这时各极电位将主要由外电路决定。

（4） 击穿区随着vCE增大，Jc的反偏压增大。当vCE增大到一定值时，Jc发生反向击穿，造成集电极电流iC剧增。由于集电结是轻掺杂的，所以击穿类型主要是雪崩击穿，击穿电压较大。由图3.7可见，反向击穿电压随iB的增大而减小，原因是： iB增大，iC相应增大，通过集电结的载流子增多，碰撞机会增大，因而产生雪崩击穿的电压减小。当iE=0，即iC=ICBO，iB=-ICBO时，击穿电压最大，记为V(BR)CEO。

3.1.4BJT的主要参数

BJT的参数是用来表征管子性能优劣和适应范围的，它是选用BJT的依据。了解这些参数的意义，对于合理使用和充分利用BJT以达到设计电路的经济性和可靠性是十分必要的。BJT的参数可大致分为以下四大类且其值具有明显的温敏性。

1. 表征放大能力的参数

1） 共发射极直流电流放大系数β-和交流电流放大系数β

β-和β分别由式（32）和式（310）定义，显然其含义是不同的。β-反映静态（直流工作状态）时集电极电流与基极电流之比，而β反映动态（交流工作状态）时的电流放大特性。它们的数值可以从输出特性曲线上求出。



图3.9BJT β-和β的含义


例如，在图3.9中，静态点Q处的IC=15mA，IB=40μA，所以

β-=ICIB=1.50.04=37.5

过Q点作一条垂线，当iB从40μA增加到60μA时，相应的iC从1.5mA增加到2.3mA，所以

β=ΔiCΔiB=2.3-1.50.06-0.04=40

一般地，在小信号工作情况下，可以认为β-≈β，故本书以后不再加以区分。

应当指出，β值与测量条件有关。一般来说，在iC过小或过大时，β值较小。只有当iC在中间值时，β值才比较大，且基本不随iC而变化。因此，在查手册时应注意β值的测试条件，尤其是大功率管更应强调这一点。


2） 共基极直流电流放大系数α-和交流电流放大系数α

α-由式（36）定义。而α定义为，vCB为常数时，集电极电流变化量与发射极电流变化量之比，即

α=ΔiCΔiEvCB=常数（311）

2. 表征稳定性能的参数——极间反向电流

1） 集电极基极反向饱和电流ICBO

ICBO指发射极开路，流过集电结的反向饱和电流。测量ICBO的电路如图3.10所示，它实际上和单个PN结的反向饱和电流是一样的，因此，其值取决于温度和少数载流子的浓度。在一定温度下，其数值基本上是一个常数。


图3.10ICBO的测量




ICBO的值一般很小，小功率硅管的ICBO小于1μA，小功率锗管的ICBO约为10μA。因为ICBO随温度的增加而增加，因此在温度变化范围大的工作环境应选用硅管。

2） 集电极发射极反向饱和电流ICEO

ICEO指基极开路，由集电区穿过基区流向发射区的反向饱和电流，又叫穿透电流。测量ICEO的电路如图3.11（a）所示。由于ICEO从集电区穿过基区流至发射区，所以它不是单纯的PN结的反向饱和电流。



图3.11穿透电流ICEO



当基极开路，加在集电极和发射极之间的正值电压VCE被分配到两个结上，即VCE=VCB+VBE，如图3.11（b）所示。此时，Je处于正向偏置，Jc处于反向偏置，BJT仍工作在放大状态，具有电流控制作用。这时被控制的电流为ICBO，其值被放大了β倍，加上集电结本身的ICBO，则有

ICEO=ICBO+βICBO=(1+β)ICBO

ICEO和ICBO都是衡量BJT质量的重要参数，由于ICEO比ICBO大得多，测量起来比较容易，所以平时测量BJT时，常常把测量ICEO作为判断管子质量的重要依据。小功率硅管的ICEO在几微安以下，而小功率锗管的ICEO则大得多，为几十微安以上。ICEO和ICBO一样，也随温度的增加而增加。

3. 表征安全工作区域的参数——极限参数

1） 集电极最大允许电流ICM

BJT的β与IC有关，随着IC的增大，β值会减小。ICM一般指β值下降到正常值的2/3时所对应的集电极电流。当IC>ICM时，管子性能将显著下降，甚至有烧坏管子的可能。BJT线性应用时，IC不应超过ICM。

2） 集电极最大允许耗散功率PCM

BJT工作在放大状态时，Jc承受着较高的反向电压，同时流过较大的电流。因此在Jc上要消耗一定的功率，从而导致Jc发热，结温升高。当结温过高时，管子的性能下降，甚至会烧坏管子，因此需要规定一个功耗限额。PCM就是Jc上允许损耗功率的最大值。


图3.12BJT的安全工作区


由PCM=VCEIC可知，PCM在输出特性曲线上为一条VCE与IC乘积为定值的双曲线，称为PCM功耗线，如图3.12所示。

3） 反向击穿电压

BJT有两个PN结，当所加的反向电压超过规定值时，也会发生反向击穿，其击穿机理与二极管相似，但BJT的击穿电压不仅与管子本身特性有关，还取决于外部电路的接法，常用的有以下几种。

(1) V(BR)EBO： V(BR)EBO是指集电极开路时，发射极基极之间的反向击穿电压。它是发射结本身的击穿电压。
普通BJT的V(BR)EBO值比较小，一般只有几伏。

(2) V(BR)CBO： V(BR)CBO是指发射极开路时，集电极基极之
间的反向击穿电压。它决定于集电结的雪崩击穿
电压，其数值较高，通常为几十伏，有些管子可
达几百伏甚至上千伏。

(3) V(BR)CEO： V(BR)CEO是指基极开路时，集电极发射极之间的反向击穿电压。其大小与BJT的穿透电流有直接的关系，当管子的VCE增加时，ICEO明显增大，导致集电结发生雪崩击穿。在实际电路中，BJT的发射极基极之间常接有基极电阻RB，这时集电极发射极之间的反向击穿电压用V(BR)CER表示，其中，RB=0时的反向击穿电压用V(BR)CES表示。由于RB对发射结有分流作用，所以延缓了集电结雪崩击穿的产生。

上述几种击穿电压之间的关系为

V(BR)EBO<V(BR)CEO<V(BR)CER<V(BR)CES<V(BR)CBO

通常将ICM、PCM、V(BR)CEO三个参数所限定的区域称为BJT的安全工作区（Safe Operation Area），如图3.12所示。为了确保管子正常、安全工作，使用时不应超出这个区域。

4. 表征频率特性的参数——结电容

当BJT在高频应用时，应考虑其结电容效应。BJT的结电容包括发射结电容Cb′e和集电结电容Cb′c。关于其详细讨论可参见第5章。

5. 温度对BJT参数的影响

严格来讲，温度对BJT的大部分参数有影响，但受影响最大的是β、ICBO和VBE(on)。

温度每升高1℃，β值增大0.5%～1%； 

温度每升高1℃，VBE(on)值减小2～2.5mV； 

温度每升高10℃，ICBO值约增大一倍，即ICBO(T2)=ICBO(T1)×2(T2-T1)/10。






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3.1.5BJT的模型

由BJT的伏安特性曲线可知，BJT是一种复杂的非线性器件。其非线性主要表现为三种截然不同的工作状态： 放大、截止和饱和。在实际应用中，根据电路所实现功能的不同，通常要通过外电路将BJT偏置在某一特定状态。因此，在BJT应用电路的分析中，关键问题就是如何根据实际情况建立BJT的电路模型，下面将详细讨论BJT的建模问题。

1. 放大状态下BJT的模型

1） 数学模型

当BJT被偏置在放大状态时，其集电极电流iC与基极电流iB之间的关系是线性的，所以有人称BJT是电流控制器件。实际上，从BJT内部载流子的传输过程来看，iE是受发射结电压vBE控制的，且作为PN结，它们之间服从以下指数关系： 

iE=IEBS(evBE/VT-1)≈IEBSevBE/VT（312）

式中，IEBS为发射结的反向饱和电流。相应的集电极电流iC可近似表示为

iC=αiE≈αIEBSevBE/VT=ISevBE/VT（313）

式中,

IS=αIEBS（314）

为发射结的反向饱和电流IEBS转化到集电极上的电流值。当BJT各区的掺杂浓度和基区宽度一定时，其值与发射结面积成正比。




图3.13BJT的直流放大

电路模型


2） 直流简化电路模型

当外电路将BJT偏置在放大状态时，VBE=VBE(on)，并有基极电流IB流入基极，由图3.7可知，若忽略基区宽度调制效应，集电极电流IC具有恒流特性，且受控于基极电流IB。此时，C、E间相当于接有一个大小为β-IB的受控电流源，相应的电路模型如图3.13所示。
图中，VBE(on)称为发射结导通电压。对于硅管，其值为0.6～0.7V； 对于锗管，其值为
0.2～0.3V。

3） 交流小信号电路模型

当BJT被偏置在放大状态并输入交流信号时，将会引起BJT各电极电流和极间电压的变化。认识这些变化量的大小及其相互关系，是分析BJT电路交流性能的基础。其实质就是确定在Q点处因交流输入引起的电流和电压的偏移量，若交流输入信号很小，信号的偏移量不大，在Q点附近便可用直线关系近似BJT的伏安特性曲线，从而把非线性的BJT等效成线性元件来处理，这就是BJT小信号建模的基本思想。这种把非线性问题线性化的处理方法，在第2章对二极管进行建模时曾经使用过。下面将对BJT进行小信号建模，读者会看到，其过程比二极管要复杂得多。

关于BJT的小信号建模，通常有两种方法： 一种是已知网络的特性方程，按此方程画出小信号模型； 另一种则是从网络所代表的BJT的物理结构出发加以分析，用电阻、电容、电感等电路元件来模拟其物理过程，从而得出模型。以下从BJT的特性方程出发，结合特性曲线建立其小信号电路模型。

BJT是一个有源双口网络，有输入端和输出端两个端口，如图3.14（a）所示。通常可以通过端口电压vBE、vCE及端口电流iB、iC来研究其特性，选择其中的两个参数作为自变量，其余两个作为应变量，可得到不同的网络参数，如Z参数（开路阻抗参数），Y参数（短路导纳参数）和H参数（混合参数）等。其中，H参数的物理意义明确，测量的条件容易实现，加上它在低频范围内为实数，所以得到了广泛的使用。H参数模型是选取iB和vCE为自变量的，因此有

vBE=f1(iB,vCE)（315a）
iC=f2(iB,vCE)（315b）



图3.14BJT的H参数小信号电路模型


式中，vBE、iB、vCE、iC代表各电量的瞬时总量。为了研究低频小信号作用下各变化量之间的关系，在Q点处，对式（315）取全微分，得

dvBE=vBEiBVCEQdiB+vBEvCEIBQdvCE（316a）
diC=iCiBVCEQdiB+iCvCEIBQdvCE（316b）

式中，dvBE、diB、dvCE、diC代表各电量的变化量，即vbe、ib、vce、ic，这样，式（316）可写成

vbe=hieib+hrevce
ic=hfeib+hoevce
（317a）
（317b）
或vbeic=hiehrehfehoeibvce（318）

式中，下标e表示共发射极接法，hie、hre、hfe、hoe的含义如下。

hie=vBEiBVCEQ表示输出端交流短路时的输入电阻，单位为欧姆（Ω）。

hre=vBEvCEIBQ表示输入端交流开路时的反向电压传输比，无量纲。

hfe=iCiBVCEQ表示输出端交流短路时的正向电流传输比或电流放大系数，无量纲。

hoe=iCvCEIBQ表示输入端交流开路时的输出电导，单位为西门子（S）。

式（317a）表明： 输入电压vbe由两部分组成，第一项表示输入电流ib在hie上的电压降； 第二项表示输出电压vce对输入回路的反作用，可用一个受控的电压源来代表。式（317b）表明： 输出电流ic也由两部分组成，第一项表示输入电流ib引起的ic，可用一个受控的电流源来代表； 第二项表示输出电压vce加在输出电阻1/hoe上引起的ic。由此得到包含四个H参数的BJT的小信号电路模型，如图3.14（b）所示。

图3.15所示为四个H参数与BJT特性曲线的关系，可以帮助读者进一步理解其物理意义。



图3.15BJT H参数的物理意义及求解方法


值得注意的是： BJT的小信号电路模型虽然没有直接反映直流量，但小信号参数是基于Q点求出的，所以它们实际上是和管子的静态值有关系的，各小信号参数反映了Q点附近的工作情况。

对于共发射极接法的BJT小信号电路模型，其H参数的数量级一般为

he=hiehrehfehoe=103Ω10-3～10-410210-5S

可见，hre和hoe相对而言是很小的，所以，在模型中常常忽略hre和hoe，这在工程计算上不会带来显著的误差。同时采用习惯符号，用rbe代替hie，用β代替hfe，便可得到如图3.16所示的简化H参数电路模型。在低频段，利用这个简化模型来表示BJT，将使BJT放大电路的分析大为化简。

在图3.16中，可以通过实测得到BJT工作在Q点处的β值，而rbe的计算则可通过以下分析得到。

如图3.17所示，BJT基射之间的交流输入电阻rbe由基区体电阻rbb′、发射结电阻rb′e′和发射区体电阻re三部分组成。其中，rbb′和re仅与杂质浓度及制造工艺有关，由于基区很薄且轻掺杂（多数载流子浓度较低），所以rbb′数值较大，对于小功率管，多在几十欧到几百欧，其具体数值可通过查阅手册得到。由于发射区为重掺杂，多数载流子浓度很高，所以re数值很小，一般只有几欧，故可忽略。因此，可列出BJT输入回路的KVL方程为


V·be≈I·brbb′+I·erb′e′

其中，

1rb′e′=diEdvBEQ=ddvBEIEBS(evBE/VT-1)Q
=1VTIEBSevBE/VTQ≈IEQVT

即rb′e′≈VTIEQ

所以，输入回路的KVL方程可表示为

V·be≈I·brbb′+(1+β)I·bVTIEQ





图3.16BJT的低频简化H参数电路模型





图3.17BJT交流输入电阻

rbe的分析




因此，得到be之间的交流输入电阻rbe为

rbe=V·beI·b≈rbb′+(1+β)VTIEQ（319）

最后需要说明的是，若图3.15（d）中曲线的上翘程度比较严重，则在图3.16所示的模型中应考虑hoe的影响。对于hoe，常用下述方法进行估算。

由于基区宽度调制效应，当iB一定时，iC随vCE的增大略有上翘，若将每条共射极输出特性曲线向左方延长，它们将与vCE负轴近似相交于一点，该点对应的电压称为厄尔利电压（Early Voltage），用VA表示，如图3.18所示。显然，VA为负值，|VA|越大，曲线上翘程度就越小，表明基区调宽效应越弱。对于小功率BJT，|VA|值一般大于100V。由图3.18不难求出在Q点处的hoe，即

hoe=ΔiCΔvCEQ=ICQVCEQ+VAIBQ≈ICQVA（320）



图3.18利用厄尔利电压求hoe





图3.19实用的低频H参数电路模型


由于hoe表示BJT的交流输出电导，所以1/hoe即为BJT的交流输出电阻，习惯上常用rce表示。由式（320）可得

rce=1hoe≈VAICQ（321）



当考虑hoe的影响时，常采用图3.19所示的电路模型。

若考虑基区宽度调制效应，式（313）可修正为

iC=ISevBE/VT1-vCEVA（322）

2. 饱和状态下BJT的电路模型

当外电路将BJT偏置在饱和状态时，VBE=VBE(on)，VCE=VCE(sat)，此时，相当于C、E极间接了一个大小为VCE(sat)的恒压源，其电路模型如图3.20所示。若忽略VCE(sat)，可认为C、E极间近似短路。

3. 截止状态下BJT的电路模型


当外电路将BJT偏置在截止状态时，IB≈0，IC≈0。此时，相当于B、E极间和C、E极间均开路，其电路模型如图3.21所示。




图3.20BJT饱和状态下的电路模型




图3.21BJT截止状态下的电路模型









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3.2放大电路概述

放大电路（Amplifier）是应用最为广泛的一类电子电路，其功能是将输入信号进行不失真地放大。它是现代通信、自动控制、电子测量、生物电子等设备中不可缺少的组成部分。放大电路的类型很多，所涉及的问题也很多，这些问题将在后续章节中陆续进行讨论。本节首先讨论有关放大电路的一些基本概念。

3.2.1放大电路的基本概念

来自特定信源的微弱信号在被“利用”之前往往需要放大，例如，细胞电生理实验中所检测到的细胞膜离子单通道电流只有皮安（pA，1pA=10-12A）量级，它既无法直接显示，一般也很难进一步作分析处理。通常必须把它放大到数百毫安量级，才能用传统的指针式仪表显示出来。若需要对信号进行数字化处理，则必须把信号放大到数伏量级才能被一般的模/数转换器所接受。某些电子系统需要输出较大的功率，如家用音响系统往往需要把音频信号功率提高到数瓦或数十瓦。下面通过一个简单的放大电路来认识电子学中“放大”的实质。

1. 放大电路的实质

图3.22所示为扩音机的原理框图。话筒（传感器）将微弱的声音信号转换成电信号，经过放大电路放大成足够强的电信号后，驱动扬声器（执行机构），使其发出较原来强得多的声音。扬声器所获得的能量（或输出功率）远大于话筒送出的能量（输入功率），可见，电子电路放大的基本特征是功率放大，其实质是能量的控制和转换。具体来讲，放大电路是利用半导体有源器件，如双极结型晶体管（BJT）或场效应晶体管（FET）的放大和控制作用，将直流电源的能量转换成负载所获得的能量。



图3.22扩音机示意图


放大的前提是不失真，即只有在不失真的情况下放大才有意义。因此，要求放大器件必须工作在合适的区域（如BJT应工作在放大区），以保证放大电路的输出量与输入量始终保持线性关系，防止输出信号产生失真。

2. 放大电路的组成原理

无论何种类型的放大电路，均由三大部分组成，如图3.23所示。第一部分是具有放大作用的半导体器件，如BJT、FET，它是整个电路的核心。第二部分是直流偏置电路，其作用是保证半导体器件工作在线性放大状态。第三部分是耦合电路，其作用是将输入信号源和输出负载分别连接到放大管的输入端和输出端。



图3.23放大电路的组成框图


下面简述偏置电路和耦合电路的特点。

1） 偏置电路

(1) 在分立元件电路中，常用的偏置方式有分压偏置、自偏置等。其中，分压偏置电路适用于任何类型的放大器件； 而自偏置电路只适合于耗尽型场效应晶体管（如结型场效应管及耗尽型MOS管）。

(2) 在集成电路中，广泛采用电流源偏置方式。

偏置电路除了为放大管提供合适的静态点（Q点）外，还应具有稳定Q点的作用。

2） 耦合方式

为了保证信号不失真地放大，放大电路与信号源、放大电路与负载以及放大电路的级与级之间的耦合方式必须保证交流信号正常传输，且尽量减小有用信号在传输过程中的损失。实际电路有两种耦合方式。

(1) 电容耦合、变压器耦合： 
这种耦合方式具有隔直流的作用，故各级Q点相互独立，互不影响，但不易集成，因此常用于分立元件放大电路中。

(2) 直接耦合： 
这是集成电路中广泛采用的一种耦合方式。这种耦合方式存在的两个主要问题是电平配置问题和零点漂移问题。解决电平配置问题的主要方法是加电平位移电路； 解决零点漂移问题的主要措施是采用低温漂的差分放大电路。

3.2.2放大电路的主要性能指标

放大电路的性能指标是衡量其品质优劣的标准，并决定其适用范围。

任何一个放大电路都可以看成一个二端口网络，图3.24所示为放大电路的示意图。其中，左边为输入端口，当内阻为Rs的正弦波信号源V·s作用时，放大电路得到输入电压V·i，同时产生输入电流I·i； 右边为输出端口，输出电压为V·o，输出电流为I·o，RL为负载电阻。



图3.24放大电路示意图



不同放大电路在信号源和负载相同的条件下，I·i、V·o、I·o将不同，说明不同放大电路对同样信号源的放大能力不同； 同一放大电路在幅值相同、频率不同的信号源作用下，输出也将不同，即对不同频率的信号，放大电路的放大能力也存在差异。为了反映放大电路各方面的性能，本节主要讨论放大电路的增益、输入电阻、输出电阻、通频带、非线性失真系数等几项主要指标。

1. 增益

增益（Gain）是用来衡量放大电路放大能力的重要指标，也称为放大倍数。它定义为输出量X·o（V·o或I·o）与输入量X·i（V·i或I·i）之比，根据需要处理的输入和输出电量的不同，有四种不同的增益，分别是

（1） 电压增益

A·v=V·oV·i （无量纲） (323)

（2） 电流增益

A·i=I·oI·i （无量纲）(324)

（3） 互阻增益

A·r=V·oI·i （量纲为电阻）（325）

（4） 互导增益

A·g=I·oV·i（量纲为电导）(326)

为了表征输入信号源对放大电路激励的大小，常常引入源增益的概念。其中，源电压增益定义为

A·vs=V·oV·s(327)

它与电压增益A·v的关系为

A·vs=A·vRiRi+Rs(328)

式中，Ri为放大电路的输入电阻，稍后将作介绍。

源电流增益定义为

A·is=I·oI·s(329)

它与电流增益A·i的关系为

A·is=A·iRsRi+Rs(330)

为了表征负载对增益的影响，通常还引入负载RL开路和短路时的增益。其中，负载开路电压增益定义为

A·vo=V·′oV·i=A·vRL=∞(331)

式中，V·′o为负载RL开路时的输出电压。A·vo与A·v的关系为

A·v=A·voRLRL+Ro(332)

式中，Ro为放大电路的输出电阻，稍后将作介绍。

负载短路电流增益定义为

A·in=I·′oI·i=A·iRL=0(333)

式中，I·′o为负载RL短路时的输出电流。A·in与A·i的关系为

A·i=A·inRoRL+Ro(334)

除上述四种增益外，还常用到功率增益，其定义为

Ap=V·oI·oV·iI·i=A·vA·i（335）

以上讨论的各种增益中，电压增益、电流增益和功率增益都没有量纲，在工程上常用分贝（dB）表示，定义为

电压增益=20lgA·v(dB)（336）
电流增益=20lgA·i(dB)（337）
功率增益=10lgAp(dB)（338）

2. 输入电阻

输入电阻Ri是从放大电路输入端口看进去的等效电阻，它定义为放大电路输入电压V·i和输入电流I·i的比值，即

Ri=V·iI·i(339)

Ri表征了放大电路对信号源的负载特性，其值与电路参数、负载电阻RL有关。对输入为电压信号的放大电路，Ri越大，放大电路对信号源的影响越小； 而对输入为电流信号的放大电路，Ri越小，放大电路对信号源的影响越小。因此，放大电路输入电阻的大小应视需要而定。

3. 输出电阻

输出电阻Ro是表征放大电路带负载能力的一个重要参数。它定义为输入信号电压源短路或电流源开路（但保留其内阻），并断开负载时，从放大电路输出端口看进去的等效电阻，即

Ro=V·TI·TV·s=0(340)

式中，V·T为负载断开处加入的电压； I·T表示由V·T引起的流入放大电路输出端口的电流。Ro不仅与电路参数有关，还与信号源内阻Rs有关。对输出为电压信号的放大电路，Ro越小，放大电路的带载能力越强； 而对输出为电流信号的放大电路，Ro越大，放大电路的带载能力越强。

如上所述，放大电路有四种增益表达式，可参见式（323）～式（326），因此，相应有四种类型的放大电路，它们的区别集中表现在对Ri和Ro的要求上，如表3.1所示。


表3.1放大电路的类型



类型模型增益，源增益对Ri的要求对Ro的要求

电压放大器A·v，A·vsRiRs

(Ri →∞)RoRL

(Ro →0)
电流放大器A·i，A·isRiRs

(Ri →0)RoRL

(Ro →∞)

互阻放大器A·r，A·rsRiRs

(Ri →0)RoRL

(Ro →0)
互导放大器A·g，A·gsRiRs

(Ri →∞)RoRL

(Ro →∞)


4. 通频带

通频带用于衡量放大电路对不同频率信号的放大能力。由于放大电路中电容、电感及半导体器件结电容等电抗元件的存在，使得放大电路的性能必然和信号的频率有关。图3.25所示为某放大电路增益的幅值与信号频率的关系曲线，称为幅频特性曲线。



图3.25放大电路的幅频特性


由图可见，在幅频特性的中间部分，放大电路增益的幅值保持为常数，A·m称为中频增益。当信号频率上升或下降到一定程度时，增益的幅值明显下降，使增益幅值下降为0.707|A·m|所对应的两个频率点分别称为上限截止频率fH（Upper Cutoff Frequency）和下限截止频率fL（Lower Cutoff Frequency）。一般定义fH与fL之差为通频带，即

BW=fH-fL（341）

f小于fL的部分称为放大电路的低频区，f大于fH的部分称为放大电路的高频区。

通频带越宽，表明放大电路对不同频率信号的适应能力越强。

5. 非线性失真系数

由于放大器件的非线性实质，使得它们的线性放大范围有一定的限度，当输入信号的幅值超过一定值后，输出波形将会产生非线性失真（Nonlinear Distortion）。放大电路非线性失真的大小用非线性失真系数THD（Total Harmonic Distortion）来衡量。

THD=∑∞n=2V2onVo1（342）

式中，Vo1为输出电压信号基波分量的有效值； Von为高次谐波分量的有效值； n为正整数。非线性失真对某些放大电路的性能指标显得比较重要，例如，高保真度的音响系统和广播电视系统即是常见的例子。随着电子技术的进步，目前即使增益较高，输出功率较大的放大电路，其非线性失真系数也可做到不超过0.01%。

除了上述五种主要性能指标外，针对不同用途的放大电路，还常会提出一些其他指标，如最大不失真输出电压、最大输出功率、效率、信噪比等。

3.3基本放大电路的工作原理

基本的BJT放大电路有三种组态——共发射极、共集电极和共基极。本节以共发射极放大电路为例，讨论基本放大电路的组成及其工作原理。

3.3.1基本共发射极放大电路的组成

1. 电路结构

图3.26（a）是基本的共发射极放大电路，它由NPN型硅管和若干电阻、电容等组成。整个电路分为输入回路和输出回路两部分。AO端为放大电路的输入端，用于接收待放大的信号； BO端为放大电路的输出端，用于输出放大后的信号； 图中“┴”表示公共端，也称为“地”（注意，实际上这一点并不真正接大地），是整个电路的零电位点（参考电位点）。



图3.26基本共发射极放大电路







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2. 各元件的作用

（1） BJT: 
它是整个放大电路的核心元件，用来实现放大作用。

（2） 基极直流电源VBB: 
其正极通过RB接BJT的基极，负极接BJT的发射极，从而保证发射结处于正向偏置，为基极提供偏置电流。

（3） 基极偏置电阻RB: 
其作用是为BJT的基极提供合适的偏置电流，并使发射结获得必需的正向偏置电压。改变RB的大小可使BJT获得合适的静态工作点，RB的阻值一般为几十千欧至几百千欧。

（4） 集电极直流电源VCC: 
其正极通过RC接BJT的集电极，负极接BJT的发射极，从而保证集电结处于反向偏置，以确保BJT工作在放大状态。其值一般为几伏到几十伏。

（5） 集电极负载电阻RC: 
其作用是将集电极电流的变化转换成集射电压的变换，以实现电压放大。同时，电源VCC通过RC加到BJT上，使BJT获得合适的工作电压，所以RC也起直流负载的作用。RC的阻值一般为几千欧至几十千欧。

（6） 耦合电容C1和C2: 其作用是“隔离直流，传送交流”。C1和C2的电容量一般较大，通常为几微法到几十微法，一般用电解电容，连接时电容的正极接高电位，负极接低电位。

（7） 负载电阻RL: 
它是放大电路的外接负载，可以是耳机、扬声器或其他执行机构，也可以是后级放大电路的输入电阻。

3. 电路的习惯画法

在实际电路中，基极回路不必使用单独的电源，而是通过RB直接取自VCC来获得基极直流电压。另外，画电路时往往省略直流电源的图形符号，而仅用其电位的极性和数值来表示，这样就得到了如图3.26（b）所示的习惯画法。

3.3.2放大电路的直流通路和交流通路

由以上的讨论知道，在放大电路中，交、直流信号并存，放大电路是以直流为基础进行交流放大的。为了研究问题的方便，常把直流电源对电路的作用和交流输入信号对电路的作用区分开来，分成直流通路和交流通路。直流通路是在直流电源作用下直流信号流经的通路，用于研究放大电路的静态工作情况； 交流通路是在交流输入信号作用下交流信号流经的通路，用于研究放大电路的动态性能。

(1) 画直流通路的方法： 将放大电路中所有电容开路，电感短路，保留直流电源。由此可画出图3.26（b）的直流通路如图3.27（a）所示。



图3.27基本共发射极放大电路的直流通路和交流通路


(2) 画交流通路的方法： 根据输入信号频率的高低，将放大电路中电抗极小的大电容、小电感短路，电抗极大的小电容、大电感开路，而电抗不能忽略的电容、电感要保留，直流电源短路（因为其内阻极小）。若假设图3.26（b）中耦合电容的容量足够大，则可画出其交流通路如图3.27（b）所示。

为了便于清楚地描述放大电路中的各种信号分量，对电流、电压的符号作统一规定，如表3.2所示。


表3.2放大电路中电压、电流符号的规定



名称总电流或
总电压直流量
（静态值）

交流量
瞬时值振幅值有效值
基本关系式

基极电流iBIBibIbmIbiB=IB+ib
集电极电流iCICicIcmIciC=IC+ic
基射电压vBEVBEvbeVbemVbevBE=VBE+vbe
集射电压vCEVCEvceVcemVcevCE=VCE+vce

3.3.3基本共发射极放大电路的工作原理

重画基本共发射极放大电路如图3.28所示，图3.29为电路中各部分的电压、电流波形，以帮助读者直观地理解放大电路的工作情况。

在图3.28中，当无交流信号输入时，电路中只存在直流电流和直流电压，此时，放大电路的工作状态称为静态。静态时的电压、电流波形如图3.29中虚线所示。

当交流信号通过耦合电容C1加到BJT的基极和发射极之间时，便在基极直流电压VBEQ的基础上叠加了一个交变电压vi，因而使得基射之间的总电压vBE=VBEQ+vi，如图3.29（b）所示。

BJT在交变电压vi的作用下，产生交变的基极电流ib，因而基极总电流iB=IBQ+ib，如图3.29（c）所示。




图3.28基本共发射极放大电路




图3.29基本共发射极放大电路的工作波形




由于BJT具有电流控制作用，所以集电极交变电流ic随基极交变电流ib变化，且ic=βib。因此，集电极电流在直流分量的基础上产生一个放大了的交变电流ic。集电极总电流iC=ICQ+ic，如图3.29（d）所示。

集电极交变电流ic在电阻RC上产生一个与ic波形相同的交变电压。由vCE=VCC-iCRC可知，当iC增大时，vCE减小； 当iC减小时，vCE增大。所以，vCE的波形是在直流分量VCEQ的基础上叠加了一个与ic变化方向相反的交变电压vce，如图3.29（e）所示。

BJT的集射电压vCE通过耦合电容C2后，直流分量VCEQ被去掉，这样，就得到一个与输入电压vi相位相反且放大了的交变电压vo，如图3.29（f）所示。

由以上分析可知，在放大电路中，交流信号是“骑”在直流分量之上的。直流是放大的基础，交流是放大的目的。基本共发射极放大电路的电压放大作用是利用BJT的电流放大作用，并依靠RC将电流的变化转化成电压的变化来实现的。

※3.3.4基本共发射极放大电路的功率分析

为了进一步了解放大电路放大信号的实质，下面对放大电路各部分的功率作简要分析。其中，直流电源VCC提供的功率为

PD=12π∫2π0VCCiCdωt=12π∫2π0VCC(ICQ+Icmsinωt)dωt=VCCICQ（343）

加到集电极负载电阻RC上的功率为

PL=12π∫2π0i2CRCdωt=12π∫2π0(ICQ+Icmsinωt)2RCdωt
=I2CQRC+12I2cmRC（344）

加到BJT上的功率为

PC=12π∫2π0vCEiCdωt=12π∫2π0(VCEQ-IcmRCsinωt)(ICQ+Icmsinωt)dωt
=VCEQICQ-12I2cmRC（345）

由于VCC=VCEQ+ICQRC，所以

PD=VCCICQ=(VCEQ+ICQRC)ICQ=VCEQICQ+I2CQRC=PL+PC（346）

上述分析结果表明，不论有无交流输入信号，负载电阻消耗的功率PL和BJT消耗的功率PC之和恒等于直流电源提供的功率PD。这说明，在放大电路中，直流电源不仅保证BJT工作在放大区，而且也是提供能量的能源。外加交流输入信号后，PC减小，减小的部分恰好等于从RC上取出的信号功率。可见，由于BJT的控制作用，放大电路实现了能量的转换作用，将直流功率部分地转换为输出信号功率。从本质上说，放大电路是在较小的输入信号功率控制下，输出较大的信号功率，是实现功率放大（电压或电流放大）的电子系统。






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3.4放大电路的图解分析方法

放大电路的分析方法通常有三种： 一是图解分析方法； 二是等效电路分析方法； 三是计算机仿真分析方法。图解分析方法是在BJT的特性曲线上通过作图方法确定电路的Q点及其交流信号作用下的电路特性，该方法形象、直观，对初学者理解放大原理、电路波形关系及非线性失真等很有帮助。等效电路分析方法是一种利用器件模型进行电路分析的方法，它具有运算简便、误差小等优点，是放大电路的主要分析方法。随着CAD技术的发展，涌现出了大量的电子电路仿真软件，利用这些仿真软件，可对电路进行全面、细致、精确的分析，如利用Multisim仿真软件可对电路进行直流分析、交流小信号分析、瞬态分析、蒙特卡洛（Monte Carlo）分析和最坏情况（Worst Case）分析。但是必须清楚，计算机仿真分析方法是分析和设计电路的辅助手段，需要在熟练掌握电路的基本原理和特性之后使用。

3.4.1静态分析方法

静态图解分析的目的是利用放大器件的特性曲线，确定放大电路的静态（直流）工作点Q，即确定VBEQ、IBQ、VCEQ、ICQ的值。其分析对象是放大电路的直流通路。下面以基本共发射极放大电路为例说明具体的分析过程，为此，重画其直流通路如图3.30（a）所示。



图3.30基本共发射极放大电路的静态图解分析


放大电路的静态工作点Q既应在BJT的特性曲线上，又应满足外电路的回路方程。对于输入回路，Q点应满足下列一组方程的约束。

IB=f(VBE)VCE=常数——特性曲线方程
VBE=VCC-IBRB——直流负载线方程
(347a)(347b)

其中，特性曲线方程是由BJT的内部特性决定的，如3.1.3节所述，由于BJT的非线性特性，它反映在输入特性上是一条曲线。而直流负载线方程是受外电路约束的关系式，由于基极偏置电阻RB和直流电源VCC均为线性元件，所以，该方程反映在输入特性上是一条直线，称为直流负载线，它与横轴的交点为（VCC，0），与纵轴的交点为（0，VCC/RB），斜率为-1/RB。直流负载线与特性曲线的交点就是静态工作点Q，其横坐标值即为VBEQ，纵坐标值即为IBQ，如图3.30（b）所示。

需要指出的是，由于输入特性不易准确测得，所以VBEQ和IBQ一般不用图解法确定。

对于输出回路，Q点应满足下列一组方程的约束。

IC=f(VCE)IB=IBQ——特性曲线方程
VCE=VCC-ICRC——直流负载线方程(348a)(348b)

其中，特性曲线方程是由BJT的内部特性决定的，如3.1.3节所述，它反映在输出特性上是一条IB=IBQ的曲线。而直流负载线方程是受外电路约束的关系式，反映在输出特性上是一条直线，称为直流负载线，它与横轴的交点为（VCC，0），与纵轴的交点为（0，VCC/RC），斜率为-1/RC。直流负载线与特性曲线的交点就是静态工作点Q，其横坐标值即为VCEQ，纵坐标值即为ICQ，如图3.30（c）所示。

需要说明一点，如果输出特性曲线中没有IB=IBQ的曲线，则应当补测该曲线。

3.4.2动态分析方法

动态图解分析的目的是在交流输入信号作用下，通过作图的方法确定放大电路各处电压及电流的变化量，从而对增益、输出波形幅度及非线性失真进行分析。其分析对象是放大电路的交流通路。仍以基本共发射极放大电路为例说明，为此，重画其交流通路如图3.31（a）所示。

当交流输入信号vi作用于放大电路时，它将同VBEQ一起直接加在BJT的发射结上，因此，放大电路的瞬时工作点将围绕Q点沿输入特性上下移动，从而产生基极电流iB的变化范围，如图3.31（b）所示。

为了确定因iB引起的iC和vCE的变化范围，必须在输出特性上画出iB变化时瞬时工作点移动的轨迹，即交流负载线。交流负载线应满足两方面的约束： 一方面，当输入电压过零时它必然过静态工作点Q； 另一方面，由图3.31（a）可知，集电极输出回路电压和电流的约束关系为ΔvCE=-ΔiCR′L，其中，R′L=RC∥RL。因此，交流负载线的斜率为

k=ΔiCΔvCE=-1R′L（349）

由此可见，交流负载线是一条过Q点且斜率为-1/R′L的直线。具体做法： 令ΔiC=ICQ，在横坐标上从VCEQ点处向右量取一段数值为ICQR′L的电压，得A点，连接A、Q两点即得交流负载线，如图3.31（c）所示。



图3.31基本共发射极放大电路的动态图解分析


画出交流负载线后，根据基极电流iB的变化规律，可画出对应的iC和vCE的波形。在图3.31（c）中，当输入电压vi使iB按图3.31(b)所示的正弦规律变化时，在一个周期内，放大电路的瞬时工作点将沿交流负载线在Q1到Q2之间移动，从而引起iC和vCE分别围绕ICQ和VCEQ作相应的正弦变化。由图可以看出，两者的变化方向正好相反，当iC增大时，vCE减小； 当iC减小时，vCE增大。

比较图3.31（b）和图3.31（c）可知，该放大电路交流输入电压与输出电压波形相位相反，所以，共发射极放大电路是反相放大器。

由图3.31（b）及图3.31（c）分别读取ΔvBE（即vi）及ΔvCE（即vo）的电压值，即可得电压增益的大小

Av=ΔvCEΔvBE=vovi（350）

需要指出的是，若放大电路空载（即RL=∞），则交流负载线与直流负载线重合，放大电路的输出电压增大，波形如图3.31（c）中虚线所示，相应的增益大小为Avo。

3.4.3静态工作点与放大电路非线性失真的关系

由于放大器件的非线性特性，若要实现良好的线性放大，必须给放大电路设置合适的Q点，如果Q点的位置设置不当，会使放大电路的输出波形产生明显的非线性失真。

如图3.32（a）所示，Q点设置过低，这时，在交流输入信号负半周靠近峰值的某段时间内，BJT基射电压总量ΔvBE将小于发射结的开启电压VBE(on)，BJT截止，因此，基极电流ib将产生底部失真，从而使集电极电流ic和集射电压vce也产生相应的失真。由于共发射极放大电路为反相放大，所以输出电压vo（vce）的波形为顶部失真。因BJT的截止特性引起的失真称为截止失真。

如图3.32（b）所示，Q点设置过高，这时，虽然基极交变电流ib为不失真的正弦波，但是由于在交流输入信号正半周靠近峰值的某段时间内，BJT进入了饱和区，因而导致集电极交变电流ic产生了顶部失真，输出交变电压vo（vce）产生了底部失真。因BJT的饱和特性而产生的失真称为饱和失真。




图3.32Q点与放大电路非线性失真的关系




通过以上分析可知，由于受BJT截止和饱和特性的限制，放大电路的不失真输出电压有一个范围，称为输出动态范围。

由图3.32（a）可知，因受截止失真的限制，最大不失真输出电压的幅度为

Vom=ICQR′L（351a）

由图3.32（b）可知，因受饱和失真的限制，最大不失真输出电压的幅度为

Vom=VCEQ-VCE（sat）（351b）

比较以上二式所确定的数值，其中较小者即为放大电路的最大不失真输出电压的幅度，输出动态范围Vopp则为该幅度的2倍，即

Vopp=2Vom（352）

显然，为了充分利用BJT的放大区，使输出动态范围最大，Q点应尽量设置在交流负载线的中心。






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3.5放大电路的等效电路分析方法

用图解法分析电路具有形象、直观的特点，但是必须实测所用晶体管的特性曲线，而且用图解法进行定量分析时误差较大，尤其是当输入的交流信号幅度很小时，根本无法作图。因此，工程上广泛使用等效电路分析方法。

3.5.1静态分析方法

如前所述，静态分析的目的是确定放大电路的静态工作点Q，分析的对象是放大电路的直流通路。下面仍以基本共发射极放大电路为例说明。

基本共发射极放大电路的直流通路如图3.33（a）所示，利用图3.13所示的BJT模型，可得到图3.33（b）所示的直流等效电路。



图3.33基本共发射极放大电路的直流等效电路分析


由图3.33（b）容易求得

IBQ=VCC-VBE(on)RB（353）
ICQ=βIBQ（354）
VCEQ=VCC-ICQRC（355）

需要说明的是，当熟悉BJT的直流放大模型后，一般不必画出图3.33（b）进行求解，而直接由图3.33（a）进行分析即可。

3.5.2动态分析方法

用等效电路法分析放大电路的动态（交流）性能时要用BJT的小信号模型，其分析步骤如下。

第一步，画出放大电路的交流通路； 

第二步，用BJT的小信号模型（图3.16）代替BJT，得放大电路的交流等效电路； 

第三步，根据交流等效电路分析放大电路的各项交流指标，如增益、输入电阻和输出电阻等。

下面仍以基本共发射极放大电路为例进行讨论。

基本共发射极放大电路的交流通路如图3.34（a）所示，利用图3.16所示的BJT小信号模型，可得到图3.34（b）所示的交流等效电路。由此可进行如下交流指标的分析。



图3.34基本共发射极放大电路的交流等效电路分析


1. 电压增益A·v



由图3.34（b）可知，交流输入电压为

V·i=I·brbe

交流输出电压为

V·o=-I·c(RC∥RL)=-βI·bR′L

因此可得电压增益为

A·v=V·oV·i=-βR′Lrbe（356）

式中，rbe=rbb′+(1+β)VT(mV)IEQ(mA)，R′L=RC∥RL

式（356）中的负号表明共发射极放大电路的输出电压与输入电压反相，这与图解法分析的结果相一致。

2. 电流增益A·i



由图3.34（b）可知，流过负载RL的电流为


I·o=I·cRCRC+RL=βI·bRCRC+RL

而

I·b=I·iRBRB+rbe

因此可得

A·i=I·oI·i=βRBRB+rbe·RCRC+RL（357）

若满足RBrbe，RCRL的条件，则有

A·i≈β（358）

可见，共发射极放大电路既有电压放大作用，又有电流放大作用，因而具有较大的功率增益。

3. 输入电阻Ri

由图3.34（b）容易求得

Ri=V·iI·i=RB∥rbe（359）

若RBrbe，则有

Ri≈rbe（360）

4. 输出电阻Ro





图3.35共发射极放大电路Ro的求法


由式（340）的定义可画出求输出电阻Ro的等效电路如图3.35所示。由图分析可知，当V·s=0时，I·b=0，因此I·c=0时，故有

Ro=V·TI·TV·s=0=RC（361）

3.4节和3.5节分别讨论了放大电路的图解分析法和等效电路分析法，它们是分析放大电路的两种基本方法。熟练地掌握这两种方法，就为今后分析各种放大电路打下了基础。这两种方法虽然在形式上是两种独立的分析方法，但实质上是互相联系、互相补充、各具特点的，在实际情况中应根据具体问题灵活应用。






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3.6放大电路静态工作点的稳定

由前面的分析可知，静态工作点Q在放大电路中的作用非常重要，它不仅决定了输出波形是否会产生失真，而且还影响着电压增益、输入电阻等交流指标，所以在设计或调试放大电路时，为获得良好的性能，必须首先设置一个合适的Q点。在图3.26所示的基本共发射极放大电路中，当电源电压VCC和集电极电阻RC确定后，其Q点就由基极电流IBQ（IBQ≈VCC/RB）确定，由于该值是固定的，所以图3.26的偏置电路称为固定偏置电路，这种电路结构简单，调试方便。但是，当更换管子或环境温度变化时，其Q点往往会移动，甚至移到不合适的位置，而使放大电路无法正常工作，为此，必须设计能够自动调整Q点位置的偏置电路，以使Q点能稳定在合适的位置上。

3.6.1温度对静态工作点的影响

引起Q点不稳定的因素很多，例如电源电压变化、电路参数变化、管子老化等，但主要是由于BJT的特性参数（ICBO、VBE(on)、β等）随温度变化造成的。

前面已经讨论过，当温度升高时，BJT的ICBO、β值将增大，而VBE(on)值将减小，其结果将导致集电极静态电流ICQ增大，Q点将沿直流负载线向饱和区


图3.36BJT在不同温度下的

输出特性



方向变化，如图
3.36所示。图中，实线为BJT在20℃时的
输出特性曲线，虚线为BJT在40℃时的
输出特性曲线，可见，当温度升高时，静态
工作点由Q移至Q′。反之，当温度降低时，
Q点将沿直流负载线向截止区方向变化。

通过上述分析可知，稳定Q点的关键是，当温度变化时，必须设法维持ICQ近似恒定。而ICQ的变化又是受基极电流IBQ约束的，因此，可以通过IBQ的变化来抵消ICQ的变化。基于上述思想，产生了如下的电路形式。

3.6.2分压式偏置Q点稳定电路


图3.37所示为实现上述Q点稳定思想的电路，称为分压式偏置Q点稳定电路。

图3.37所示电路的直流通路如图3.38所示，该电路具有如下特点。




图3.37分压式偏置Q点稳定电路




图3.38分压式偏置Q点稳定电路的直流通路




第一，利用基极上偏置电阻RB1和下偏置电阻RB2的分压稳定基极电位VBQ。

设流过电阻RB1和RB2的电流分别为I1和I2，那么，BJT基极的KCL方程为I1=I2+IBQ，一般情况下，IBQ很小，所以可近似认为I1≈I2。这样，基极电位VBQ就完全取决于电阻RB2上的分压，即

VBQ≈RB2RB1+RB2·VCC（362）

可见，在I1IBQ的条件下，VBQ由电源VCC经RB1和RB2的分压所决定，其值不受温度的影响，且与BJT的参数无关。

第二，利用发射极电阻RE来获得反映输出电流ICQ（IEQ）变化的信号，并由此反馈到输入端，自动调节IBQ的大小，实现Q点的稳定。

例如，当温度升高时，集电极电流ICQ增大，发射极电流IEQ必然相应增大，因而发射极电阻RE上的压降，即发射极电位VEQ随之增大，因为VBQ基本不变，所以VBEQ（VBEQ=VBQ-VEQ）势必减小，从而导致基极电流IBQ减小，ICQ随之相应减小。结果，ICQ随温度升高而增大的部分几乎被由于IBQ减小而减小的部分相抵消，ICQ将基本不变，从而实现了Q点的稳定。上述过程可简述如下。


T（℃）ICQ(IEQ)VEQVBEQ=VBQ-VEQVBEQIBQ

ICQ

如果VBQVBEQ，则发射极电流为

IEQ=VEQRE=VBQ-VBEQRE≈VBQRE（363）

由上面的分析可知，Q点的稳定是在满足I1IBQ和VBQVBEQ两式的条件下获得的。I1和VBQ越大，Q点的稳定性越好。但是I1也不能太大，一方面，I1太大使电阻RB1和RB2上的能量消耗太大； 另一方面，I1太大势必要求RB1和RB2很小，这样，放大电路对信号源的分流作用加大了，从而会降低放大电路的源电压增益。同样VBQ也不能太大，如果VBQ太大，必然VEQ太大，从而导致VCEQ太小，甚至使放大电路不能正常工作。在工程上，为了既稳定Q点，又兼顾其他指标，通常做如下考虑：

对于硅管： I1=(5～10)IBQ，VBQ=(3～5)V
对于锗管： I1=(10～20)IBQ，VBQ=(1～3)V

以上讨论了如图3.37所示电路稳定Q点的过程，其实质是利用了直流电流负反馈（关于负反馈将在第8章讨论）的原理。下面将详细讨论该电路的直流及交流性能。

1. 直流分析

由图3.38可得：

VBQ≈RB2RB1+RB2·VCC
ICQ≈IEQ=VEQRE=VBQ-VBEQRE（364）
IBQ≈ICQβ（365）
VCEQ=VCC-ICQRC-IEQRE≈VCC-ICQ(RC+RE)(366)


2. 交流分析

画出图3.37所示电路的交流等效电路如图3.39所示。



图3.39分压式偏置Q点稳定电路的交流等效电路



由图3.39可以得到

V·o=-βI·bR′L(其中，R′L=RC∥RL)
V·i=I·brbe+I·eRE=I·brbe+(1+β)RE

所以有

A·v=V·oV·i=-βR′Lrbe+(1+β)RE（367）

由式（367）可知，由于RE的接入，虽然稳定了Q点，但却使增益明显下降，而且RE越大，增益下降越多。为了解决这个问题，通常在RE两端并联一个大容量的电容CE（大约是几十到几百微法），CE的接入可看成发射极交流直接接地，故称CE为射极交流旁路电容。接入CE后，电压增益的表达式就和式（356）完全相同了。这样，既稳定了Q点，又保证了相当的增益。

电路的输入电阻为

Ri=RB1∥RB2∥R′i=RB1∥RB2∥rbe+(1+β)RE（368）

其中,

R′i=V·iI·b=rbe+(1+β)RE

式（368）表明，接入RE后，输入电阻提高了，这是因为流过RE的电流是I·b的(1+β)倍，把RE折合到输入回路后，等效于一个(1+β)RE的电阻。如果电路中接入了旁路电容CE，则Ri的表达式就和式（359）没有区别了。

类似于基本共发射极放大电路输出电阻Ro的求法，可得到该电路的输出电阻为

Ro≈RC（369）

【例3.1】在如图3.40（a）所示电路中，已知BJT的参数为β=100，VBE(on)=0.7V，rbb′=200Ω。电路其他参数如图3.40(a)中所示。

（1） 确定电路的静态工作点Q； 

（2） 计算电路的电压增益A·v、输入电阻Ri和输出电阻Ro； 

（3） 当BJT的β值下降为50或上升至150时，比较Q点及A·v的变化情况。

【解】（1） 画出图3.40（a）电路的直流通路如图3.40（b）所示。为了仔细研究BJT参数对Q点的影响，不采用上述的工程估算法，而采用等效电路法。画出图3.40（b）的直流等效电路如图3.40（c）所示。其中,VBB和RB分别为基极回路的戴维南等效电源和等效电阻，它们分别是

VBB=RB2RB1+RB2·VCC,RB=RB1∥RB2

由图3.40（c）可得

IBQ=VBB-VBE(on)RB+(1+β)(RE1+RE2)

代入数据计算得

IBQ≈11.44μA
ICQ=βIBQ=100×11.44μA≈1.14mA
IEQ=(1+β)IBQ=(1+100)×11.44μA≈1.16mA
VCEQ=VCC-ICQRC-IEQ(RE1+RE2) 
=［15-1.14×8.2-1.16×(0.02+2)］V≈3.31V



图3.40例3.1图


（2） 画出图3.40（a）电路的交流等效电路如图3.40（d）所示。由图易得

A·v=-βR′Lrbe+(1+β)RE1=-100×(8.2∥8.2)2.46+(1+100)×0.02=-91.5

其中,rbe=rbb′+(1+β)VT(mV)IEQ(mA)=200+(1+100)×261.16Ω≈2.46kΩ

Ri=RB1∥RB2∥rbe+(1+β)RE1
=56∥15∥2.46+(1+100)×0.02kΩ=3.25kΩ

Ro≈RC=8.2kΩ


（3） 当BJT的β值下降为50或上升至150时，Q值与β=100时相比，见表3.3。由表中数据可知，当β变化率为3∶1时，ICQ和VCEQ的变化率只有1.1∶1，这说明，分压式偏置Q点稳定电路能在β变化时稳定静态工作点。


表3.3β值为50、100、150时的数据比较



βIBQ/μAICQ/mAIEQ/mAVCEQ/V

5021.51.081.106.14
10011.441.141.165.65
1507.81.171.185.41


当BJT的β值下降为50或上升至150时，A·v与β=100时相比，如表3.4所示。




表3.4A·v的数据比较



βA·v

50-84.4
100-91.5
150-93.9


由表中数据可知，当β变化率为3∶1时，A·v的变化率只有1.1∶1，这说明，分压偏置Q点稳定电路能在β变化时稳定增益。

【例3.2】实验室有NPN型硅BJT，已知其参数为： β=100，VBE(on)=0.6V。试设计一分压式偏置电路，要求在电源电压VCC=9V时，BJT的ICQ=1mA，VCEQ=4.5V，确定电路元件参数RB1、RB2、RC及RE。


【解】在图3.38所示的分压式偏置电路中，如果仅仅为了稳定Q点，I1越大于IBQ及VBQ越大于VBE(on)越好，但为了兼顾其他指标，对于硅管，一般可选取

I1=(5～10)IBQ
VBQ=(3～5)V


（1） 确定RE。由于本设计中，电源电压的数值不是很高，所以，取VBQ=3V，因此有

VEQ=VBQ-VBE(on)=(3-0.6)V=2.4V

那么

RE=VEQIEQ≈VEQICQ=2.41kΩ=2.4kΩ

（2） 确定RB1、RB2。取

I1=10IBQ=10×ICQβ=10×1100mA=0.1mA

则

RB1+RB2≈VCCI1=90.1kΩ=90kΩ

而VBQ=RB2RB1+RB2·VCC，代入数据得RB2RB1+RB2=13。

由此可解出RB1=60kΩ，RB2=30kΩ。

（3） 确定RC。由于VCEQ≈VCC-ICQ(RC+RE)，所以有

RC≈VCC-VCEQICQ-RE=9-4.51-2.4kΩ=2.1kΩ

3.7BJT放大电路的三种基本组态

前已述及，根据输入和输出回路公共端的不同，BJT有三种基本接法（组态）——共发射极、共集电极和共基极，由此形成了三种基本的BJT放大电路，前面以共发射极放大电路为例详细讨论了放大电路的基本概念及分析方法。本节将分别讨论共集电极和共基极放大电路。






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3.7.1共集电极放大电路——射极输出器
1. 电路结构

共集电极放大电路如图3.41（a）所示，图3.41（b）是它的交流通路。由交流通路可见，它是由基极输入信号，发射极输出信号，而集电极是输入和输出回路的公共端，故称共集电极放大电路。又因为是从发射极输出信号，所以又称为射极输出器。



图3.41共集电极放大电路


2. 电路特点


1） Q点比较稳定

射极输出器的直流通路如图3.42所示。由图可列出输入回路的KVL方程如下。

VCC=IBQRB+VBEQ+IEQRE

而

IEQ=(1+β)IBQ

故有

IBQ=VCC-VBE(on)RB+(1+β)RE（370）
ICQ=βIBQ（371）
VCEQ≈VCC-ICQRE（372）

射极输出器中的电阻RE，同样是利用直流负反馈的原理稳定了Q点。其稳定过程与分压式偏置电路类似，请读者自己分析。

2） 电压增益小于1（近似为1）

由图3.41（b）可画出射极输出器的交流等效电路如图3.43所示。




图3.42射极输出器的直流通路




图3.43射极输出器的交流等效电路




由图可得

V·o=I·e(RE∥RL)=(1+β)I·bR′L(其中， R′L=RE∥RL)
V·i=I·brbe+V·o=I·brbe+(1+β)R′L

于是可得电压增益为

A·v=V·oV·i=(1+β)R′Lrbe+(1+β)R′L（373）

在式（373）中，一般有(1+β)R′Lrbe，所以，射极输出器的电压增益小于1但接近于1。同时由式（373）还可看到，其输出电压与输入电压同相，因此，射极输出器通常又称为电压跟随器。

应当指出，虽然射极输出器没有电压放大作用，但却有电流放大作用，在图3.43中，若忽略RB的分流影响，则I·i≈I·b，因此，可得负载RL短路时的电流增益为

A·in=I·′oI·i≈-I·eI·b=-(1+β)（374）

3） 输入电阻高

由图3.43可知，射极输出器的输入电阻为

Ri=RB∥R′i=RB∥rbe+(1+β)R′L（375）

其中，R′i=V·iI·b=rbe+(1+β)R′L，R′L=RE∥RL。

式（375）表明，射极输出器的输入电阻Ri由基极偏置电阻RB和基极输入回路电阻［rbe+(1+β)R′L］并联而成。因为流过R′L的电流为发射极电流I·e，它比基极电流I·b大(1+β)倍，所以


图3.44射极输出器输出电阻Ro的求法



将R′L折算到基极输入回路时，其阻值应扩大(1+β)倍。通常RB的值较大（几十千欧至几百千欧），同时［rbe+(1+β)R′L］也比rbe大许多，

因此，射极输出器的输入电阻比基本共发射极电路的高许多，一般可高达几十千欧到几百千欧。

4） 输出电阻低

求射极输出器输出电阻Ro的等效电路如图3.44所示。

由图可得

Ro=RE∥R′o

其中，R′o可按如下方法求出。

R′o=V·T-I·e=V·T-(1+β)I·b
V·T=-I·b(rbe+R′s) R′o=rbe+R′s1+β(式中，R′s=Rs∥RB)

于是得到射极输出器的输出电阻为

Ro=RE∥rbe+R′s1+β（376）

式（376）表明，射极输出器的输出电阻Ro由射极电阻RE和电阻rbe+R′s1+β并联而成，rbe+R′s是基极回路的总电阻。因为输出电阻Ro是从发射极看进去的，而发射极电流是基极电流的(1+β)倍，所以将rbe+R′s折算到发射极回路时，其阻值应除以(1+β)。通常有

RErbe+R′s1+β

所以

Ro≈rbe+R′s1+β

一般Rs的值较小，所以R′s的值也较小，rbe也多在几百欧到几千欧，而β至少为几十，因此，射极输出器的输出电阻Ro可小到几欧姆。

3. 射极输出器的主要用途

虽然射极输出器没有电压放大作用，但由于其高输入电阻及低输出电阻的特点，使它在电子电路中获得了广泛的应用，它常用作多级放大电路的输入级、输出级和中间隔离级。

1） 用作高输入电阻的输入级

在要求输入电阻较高的放大电路中，经常采用射极输出器作为输入级。利用其输入电阻高的特点，可减小放大电路对信号源所索取的信号电流，从而使信号源内阻上的压降减小，使大部分信号电压能传送到放大电路的输入端。对测量仪表中的放大电路而言，其输入电阻越高，对被测电路的影响越小，测量精度也就越高。

2） 用作低输出电阻的输出级

由于射极输出器输出电阻低，所以，当负载电流变动较大时，其输出电压变化较小，具有较强的带负载能力,即当放大电路接入负载或负载变化时，对放大电路电压增益的影响较小。

3） 用作中间隔离级

在多级放大电路中，将射极输出器插在两级放大电路之间，利用其输入电阻高的特点，可提高前一级的电压增益； 利用其输出电阻低的特点，可减小后一级的信号源内阻，从而提高了后级的电压增益。这样，就隔离了两级耦合所带来的不良影响，这种插在中间的隔离级又称为缓冲级。






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3.7.2共基极放大电路

共基极放大电路如图3.45（a）所示，图3.45（b）是它的交流通路。由交流通路可以看出，它是由发射极输入信号，集电极输出信号，而基极是输入和输出回路的公共端，所以称为共基极放大电路。



图3.45共基极放大电路


1. 直流分析

图3.45（a）所示电路的直流通路（请读者自己画出）与图3.38完全相同，其静态工作点的估算方法也完全一样，此处不再赘述。

2. 交流分析

由图3.45（b）可画出共基极放大电路的交流等效电路如图3.46所示。


由图可得

V·o=-βI·bR′L(其中，R′L=RC∥RL)
V·i=-I·brbe

于是可得

A·v=V·oV·i=βR′Lrbe（377）

将式（377）与式（356）比较可知，共基极与共发射极放大电路的电压增益在数值上相同，只差一个负号。共基极放大电路的输出电压与输入电压同相。

共基极放大电路的输入电阻为

Ri=RE∥R′i=RE∥rbe1+β（378）

其中，R′i=V·i-I·e=-I·brbe-(1+β)I·b=rbe1+β

式（378）表明，共基极放大电路的输入电阻很低，一般为几欧至几十欧。

分析共基极放大电路输出电阻Ro的等效电路如图3.47所示。由图可以看出，当V·s=0时，I·b=0，受控源βI·b=0，因此，输出电阻为

Ro=RC（379）




图3.46共基极放大电路的交流等效电路




图3.47共基极放大电路输出电阻Ro的求法





在图3.46中，若忽略RE的分流影响，则I·i≈-I·e，因此，可得负载短路时的电流增益为

A·in=I·′oI·i≈βI·b-I·e=-I·cI·e=-α（380）

由于电流增益小于1但接近于1，所以共基极放大电路又称为电流跟随器。

3.7.3三种基本BJT放大电路的比较

以上讨论了三种基本BJT放大电路的结构及性能特点，现将其列于表3.5中以作比较。


表3.5三种基本BJT放大电路的比较



三种基本BJT
放大电路共发射极放大电路共集电极放大电路共基极放大电路

电路结构
静态工作点IBQ=VCC-VBE(on)RB
ICQ=βIBQ
VCEQ=VCC-ICQRCIBQ=VCC-VBE(on)RB+(1+β)RE
ICQ=βIBQ
VCEQ≈VCC-ICQREVBQ≈RB2RB1+RB2·VCC
ICQ≈IEQ=VBQ-VBE(on)RE

IBQ=ICQβ

VCEQ≈VCC-ICQ(RC+RE)
A·v-βR′Lrbe(大)，R′L=RC∥RL(1+β)R′Lrbe+(1+β)R′L≈1，R′L=RE∥RLβR′Lrbe(大)，R′L=RC∥RL
RiRB∥rbe(中)RB∥［rbe+(1+β)R′L］(大)RE∥rbe1+β(小)
RoRC(中)RE∥rbe+R′s1+β(小)，R′s=Rs∥RB
RC(中)
A·inβ(大)-(1+β)(大)-α≈-1
特点输入、输出电压反相

既有电压放大作用

又有电流放大作用输入、输出电压同相

有电流放大作用

无电压放大作用输入、输出电压同相

有电压放大作用

无电流放大作用
应用作多级放大电路的中间级
提供增益作多级放大电路的输入级、
输出级、中间隔离级作电流接续器
构成组合放大电路

由表3.5可见，三种基本BJT放大电路的性能各有特点，因而决定了它们在电路中的不同应用。因此，在构成实际放大电路时，应根据要求，合理选择电路并适当进行组合，取长补短，以使放大电路的综合性能达到最佳。





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3.8多级放大电路

在实际应用中，常常对放大电路的性能提出多方面的要求。例如，要求某放大电路的输入电阻大于2MΩ，电压增益大于2000，输出电阻小于100Ω等，仅靠前面所讲的任何一种放大电路都不可能同时满足上述要求。这时，就可以选择多个基本放大电路，并将它们合理连接，从而构成多级放大电路。

3.8.1多级放大电路的级间耦合方式

组成多级放大电路的每一个基本放大电路称为一级，级与级之间的连接称为级间耦合。多级放大电路常见的耦合方式有： 阻容耦合、变压器耦合、光电耦合和直接耦合。下面分别讨论每一种耦合方式的特点。

1. 阻容耦合

将放大电路前级的输出端通过电容接到后级的输入端，称为阻容耦合。图3.48所示为两级阻容耦合放大电路，其中，第一级为共发射极放大电路，第二级为射极输出器。两级之间通过电容C2耦合。



图3.48两级阻容耦合放大电路


由于电容对直流量的电抗为无穷大，所以阻容耦合放大电路各级之间的直流通路互不相连，各级的静态工作点相互独立，在求解或实际调试Q点时可按单级处理，因此电路的分析、设计和调试简单易行。而且，只要输入信号频率较高或耦合电容容量较大，前级的输出信号就可以几乎没有衰减地传送到后级的输入端，因此，在分立元件电路中，阻容耦合方式得到了非常广泛的应用。

阻容耦合放大电路的低频特性差，不能放大缓慢变化的信号。这是因为电容对这类信号呈现出很大的容抗，信号的一部分甚至全部都衰减在耦合电容上，而根本不向后级传递。另外，在集成电路中制造大容量的电容很困难，甚至不可能，所以这种耦合方式不便于集成化。

2. 变压器耦合

将放大电路前级的输出端通过变压器接到后级的输入端或负载电阻上，称为变压器耦合。图3.49所示为变压器耦合共发射极放大电路，



图3.49变压器耦合共发射极

放大电路


其中，RL既可以是实际的负载电阻，也可以代表后级放大电路。

由于变压器耦合电路的前、后级靠磁路耦合，所以其各级放大电路的静态工作点相互独立，便于分析、设计和调试。除此之外，其最大的特点是可以实现阻抗变换，在集成功率放大器产生之前，几乎所有的功率放大电路都采用变压器耦合的方式。


在图3.49中，当认为变压器为理想变压器时，其副
边所接的负载电阻RL折合到原边的等效电阻
R′L为

R′L=N1N22RL（381）

可见，只要改变变压器的变压比N1/N2，即可将负载电阻RL变成所需的数值，以达到阻抗匹配，从而实现最大功率传输。

由于变压器耦合电路的低频特性差，且非常笨重，更不易集成化，所以，目前已很少在低频时应用，但在高频电路中仍有广泛应用。

3. 光电耦合


光电耦合是以光信号为媒介来实现电信号的耦合和传递的，因其抗干扰能力强而得到越来越广泛的应用。

图3.50为光电耦合放大电路，信号源部分可以是真实的信号源，也可以是前级放大电路。



图3.50光电耦合放大电路


在如图3.50所示的电路中，若信号源部分与输出回路部分采用独立电源且分别接不同的“地”，则即使是远距离传输信号，也可以避免受到各种电干扰。

4. 直接耦合

将放大电路前级的输出端直接接到后级的输入端，称为直接耦合，如图3.51所示。由图可见，在这种耦合方式中，信号直接从前级传送到后级，它既可以放大交流信号，也可以放大直流和缓慢变化的信号，是集成电路中广泛采用的一种耦合方式。但这种耦合方式存在两个需要解决的问题： 一是级间电平的配置问题； 二是零点漂移问题。



图3.51直接耦合放大电路


1） 级间电平配置

在图3.51中，前、后级的静态工作点是相互牵制的，例如，第一级T1管的集电极静态电位VCQ1就是第二级T2管的基极静态电位VBQ2。如果RE2短接，则VCEQ1=VCQ1=VBQ2≈VBE(on) ≈0.7V，T1管的静态工作点就十分靠近饱和区，显然，这是不合适的。


为了解决前、后级之间的电平配置，可以采用多种措施。图3.51中，在T2管的发射极接入电阻RE2，以抬高它的基极静态电位，达到T1管正常放大所需要的集电极静态电位。然而，RE2的接入会使第二级的电压增益大大下降，从而影响整个放大电路的放大能力。通常可用稳压管DZ（或二极管D）代替图3.51中的各射极电阻，稳压管（或二极管）对直流量和交流量呈现不同的特性，对直流量，它们相当于一个电压源； 而对交流量，它们均可等效成一个小电阻。这样，既可以设置合适的静态工作点，又对放大电路的放大能力影响不大。

图3.51所示电路中，为了使各级BJT
都工作在放大区，要求各管的集电极静态电
位高于其基极电位，而后级管的基极电位又
是前级管的集电极电位，因此有

VCQn>…>VCQ2>VCQ1



图3.52NPN和PNP型管混合

使用实现电平配置


可以设想，如果级数增多，且均为NPN
管构成的共发射极电路，那么由于集电极电
位逐级升高，以至于接近电源电压，势必使
后级的静态工作点不合适。因此，直接耦合多
级放大电路常采用NPN型和PNP型管混合使用的方法解决上述问题，如图3.52所示。


2） 零点漂移

在放大电路中，任何参数的变化，如电源电压的波动、元件的老化、BJT参数随温度变化而产生的变化，都将使其静态工作点产生波动，这种现象称为零点漂移。在阻容耦合放大电路中，这种缓慢变化的漂移电压都将降落在耦合电容之上，而不会传递到下一级电路进一步放大。但在直接耦合放大电路中，由于前后级直接相连，前一级的漂移电压会和有用信号一起被传送到下一级，而且被逐级放大，级数越多，放大倍数越大，零点漂移现象越严重，以至有时候在输出端很难区分什么是有用信号，什么是漂移电压，即信号被“淹没”在“干扰”中。因此，如何稳定前级的静态工作点，克服其漂移电压，成为直接耦合放大电路设计中必须解决的首要问题。

由于采用高质量的稳压电源和使用经过老化处理的元件可以大大减小因其而产生的漂移量，所以由温度变化引起的BJT参数的变化就成为产生零点漂移的主要原因，因此零点漂移通常又称为温度漂移，简称温漂。抑制温漂的常见措施有如下几点。

(1) 在电路中引入直流负反馈，如图3.38中RE所起的作用。

(2) 采用温度补偿的方法，利用热敏元件来抵消放大管的老化。

(3) 构成“差分放大电路”形式，利用电路结构对称，元器件参数对称的特性来抵消温漂（这将在7.3节详细讨论）。

3.8.2多级放大电路的分析

多级放大电路的性能指标一般可通过计算每一单级的指标来获得。一个n级电压放大电路的交流等效电路可用图3.53所示的方框图表示。



图3.53多级放大电路方框图


由图可知，多级放大电路中前级的输出电压就是后级的输入电压，即V·o1=V·i2、V·o2=V·i3、…、V·o（n-1）=V·in，所以，总的电压增益为

A·v=V·oV·i=V·o1V·i·V·o2V·i2·…·V·oV·in=A·v1·A·v2·…·A·vn（382）

可见，总的电压增益为各级电压增益的乘积。需要强调的是，在计算每一级电压增益时，应注意级间的相互影响，即应把后级的输入电阻作为前级的负载来考虑。

根据放大电路输入电阻的定义，多级放大电路的输入电阻就是第一级的输入电阻Ri1。不过在计算Ri1时应将第二级的输入电阻作为第一级的负载，即

Ri=Ri1RL1=Ri2（383）

根据放大电路输出电阻的定义，多级放大电路的输出电阻就是最后一级的输出电阻Ron。不过在计算Ron时应将次后级的输出电阻作为最后一级的信号源内阻，即

Ro=RonRsn=Ro(n-1)（384）

【例3.3】电路如图3.54（a）所示，已知T1、T2等的参数为： β1=β2=100，VBE(on)1=VBE(on)2=0.7V，rbb′1=rbb′2=0。T2管的静态基极电位VBQ2=5V，电路其他参数如图中所示。试确定VCEQ1、VCEQ2和A·v、A·vs。



图3.54例3.3图



【解】如图3.54（a）所示电路为直接耦合的两级放大电路，其中第一级为共发射极电路，第二级为共基极电路。其直流通路和交流通路分别如图3.54（b）、（c）所示。

（1） 直流分析。
由图3.54（b）可得

IBQ1=VCC-VBE(on)1RB1+(1+β1)RE=15-0.71.2×103+(1+100)×1.3mA≈10.74μA
IEQ1=(1+β1)IBQ1≈1.085mA，ICQ2≈IEQ2=ICQ1=β1IBQ1≈1.074mA

则

VCEQ1=VCQ1-VEQ1=(VBQ2-VBE(on)2)-IEQ1RE≈2.89V
VCEQ2=VCQ2-VEQ2=(VCC-ICQ2RC)-(VBQ2-VBE(on)2)≈2.65V

（2） 交流分析。
由图3.54（c）可得

A·v=A·v1·A·v2=-β1Ri2rbe1·β2R′L2rbe2≈(-1)×122.4=-122.4

其中,

rbe1=rbb′1+(1+β1)VT(mV)IEQ1(mA)=0+(1+100)×261.085Ω≈2.42kΩ
rbe2=rbb′2+(1+β2)VT(mV)IEQ2(mA)=0+(1+100)×261.074Ω≈2.45kΩ
Ri2=rbe21+β2≈24.3Ω，R′L2=RC∥RL=3kΩ

根据源电压增益的定义，可得

A·vs=A·v·RiRi+Rs=(-122.4)×2.422.42+2≈-67

其中，Ri=Ri1=RB1∥rbe1≈rbe1=2.42kΩ。

由于本题电路的输入级为共射组态，其输入电阻不高，所以电路的源电压增益A·vs相比电压增益A·v下降很多。

3.8.3常用组合放大电路

组合放大电路是由三种基本放大电路相互取长补短构成的一种电路结构，实际上是一种最简单的多级放大电路。常见的BJT组合主要是共集共射（CCCE）组合、共射共集（CECC）组合及共射共基（CECB）组合。下面简要介绍几种常用BJT组合电路的特点。

1. 共集共射（CCCE）和共射共集（CECC）组合放大电路

CCCE和CECC组合放大电路的交流通路分别如图3.55（a）、（b）所示。



图3.55CCCE和CECC组合放大电路


在CCCE组合放大电路中，由于共集电极放大电路具有输入电阻大而输出电阻小的特点，因此，放大电路具有很高的输入电阻，这时大部分信号源电压输送到共发射极电路的输入端。因此，这种组合放大电路的源电压增益近似为后级共发射极放大电路的电压增益。

在CECC组合放大电路中，由于共集电极放大电路作为输出级，所以电路具有很低的输出电阻。这样，在实现电压放大时，增强了放大电路的带载特别是电容性负载的能力，其效果相当于将负载与前级共发射极电路隔离开来。因此，这种组合电路的电压增益近似为共发射极电路在负载开路时的电压增益。

2. 共射共基（CECB）组合放大电路

CECB组合放大电路如图3.54所示。由于共基极放大电路的输入电阻很小，将它作为负载接在共发射极电路之后，致使共发射极放大电路只有电流增益而没有电压增益。而共基极电路只是将共发射极电路的输出电流接续到负载上。因此，这种组合放大电路的电压增益相当于单级放大电路的增益（参见例3.3）。

接入低阻共基极电路使得共发射极电路电压增益减小的同时，也大大减弱了共发射极三极管内部的反向传输效应。其结果，一方面提高了电路高频时的稳定性，另一方面明显改善了放大电路的频率特性。正是这一特点，使得CECB组合放大电路在宽带放大电路设计中得到广泛应用。

【例3.4】电路如图3.56所示，已知T1、T2、T3的参数为： β1=β2=β3=100，rbe1=3kΩ，rbe2=2kΩ，rbe3=1.5kΩ，试确定该放大电路的输入电阻Ri、输出电阻Ro及源电压增益A·vs。



图3.56例3.4图


【解】该电路为CCCECC三级直接耦合放大电路（请读者自己画出该电路的交流通路）。为了保证输入和输出端的直流电位为零，电路采用了正、负电源，并且用稳压管DZ和二极管D分别垫高了T2、T3管的发射极电位。在进行交流分析时，由于DZ和D的动态电阻很小，因而可视为交流短路。

根据多级放大电路的分析原则，可得该电路的输入电阻为

Ri=Ri1RL1=Ri2=rbe1+(1+β1)(RE1∥Ri2)
=3+(1+100)×(5.3∥2)kΩ≈150kΩ

其中，Ri2=rbe2=2kΩ。

电路的输出电阻为

Ro=Ro3Rs3=Ro2=RE3∥rbe3+RC21+β3=3∥1.5+31+100kΩ≈45Ω

其中，Ro2=RC2=3kΩ。

电路的源电压增益为

A·vs=V·oV·s=A·v·RiRi+Rs=A·v1·A·v2·A·v3·RiRi+Rs
=0.98×(-130)×0.95×150150+2≈-119

其中，

A·v1=V·o1V·i=(1+β1)(RE1∥Ri2)rbe1+(1+β1)(RE1∥Ri2)=
101×(5.3∥2)3+101×(5.3∥2)≈0.98
A·v2=V·o2V·i2=-β2(RC2∥Ri3)rbe2=-100×(3∥20)2≈-130
Ri3=rbe3+(1+β3)(RE3∥RL)=1.5+101×(3∥0.2)kΩ≈20kΩ
A·v3=V·oV·i3=(1+β3)(RE3∥RL)rbe3+(1+β3)(RE3∥RL)=101×(3∥0.2)1.5+101×(3∥0.2)≈0.95

由于本题电路的输入级为共集电极电路，其输入电阻较高，所以电路的源电压增益A·vs与电压增益A·v相当。

※3.9BJT放大电路的应用实例

如图3.57所示为一实际的温度控制系统，其作用是保持容器中液体的温度为特定值。容器中液体的温度由一个热敏电阻进行监测，该传感器的阻值随温度变化。热敏电阻的阻值最终转化为与该阻值成比例的电压值。然后，将该电压加到一个阀门接口电路中，该电路可以通过调节阀门控制流入燃烧器的燃料。如果容器中液体的温度超过了规定值，则减少进入燃烧器的燃料，从而使温度降低； 如果容器中液体的温度低于规定值，则增加进入燃烧器的燃料，从而使温度上升。



图3.57温度控制系统


图3.57中的温度到电压的转换电路可采用分压式偏置放大电路实现，如图3.58所示，其中，热敏电阻RT作为分压式偏置电路中的下偏置电阻。RT具有正温度系数，其阻值与容器中液体的温度成正比。BJT 2N3904的基极电压VB随RT阻值的变化而变化，集电极电压VC（即电路的输出电压VOUT）随VB的变化而变化。例如，当容器中液体的温度降低时，RT的阻值减小，VB亦减小（参阅式（362）），而VOUT增大（参阅式（363）、式（364）、式（366）），此时，通过调节阀门增加流入燃烧器的燃料，进而使容器中液体的温度上升。

为了进一步熟悉该电路，假设温度要保持在(70±5)℃，表3.6给出了在给定温度范围内RT阻值的变化情况，请读者通过手算或仿真分析计算在不同温度下电路输出电压VOUT的值。




图3.58温度电压转换电路





表3.6在给定范围内热敏电阻RT的温度特性



温度值/℃RT的阻值/kΩ

601.256
651.481
701.753
752.084
802.490




本章小结

（1） 双极结型晶体管（BJT）是由两个PN结组成的三端有源器件，分为NPN和PNP两种类型。其常用的工作区域是放大区、截止区和饱和区。利用放大时的特点可构成线性放大电路，利用其截止和饱和时的特点可构成电子开关。

（2） BJT是非线性器件，可用数学方程、等效电路和特性曲线来表征其性能。

（3） BJT的参数大致可分为四类： 表征放大能力的参数——β、α； 表征稳定性的参数——ICBO、ICEO； 表征安全工作区域的参数——ICM、PCM、V（BR）CEO等； 表征频率特性的参数——Cb′e、Cb′c。由于BJT既靠多子导电，同时少子也参与导电，所以，几乎所有的参数都受温度的影响，其中，影响最突出的是β、ICBO和VBE(on)。

（4） 放大电路是最基本、最常用的模拟单元电路。构成放大电路应满足如下原则： ①必须设置合适的Q点，以保证晶体管处于良好的线性放大区； ②保证输入信号加在晶体管的输入端口； ③保证输出信号能高效率地输送给负载。

（5） 放大电路的分析包括直流（静态）分析和交流（动态）分析。直流分析的目的是确定晶体管的静态工作点Q； 交流分析的目的是确定放大电路的交流指标，如增益、输入电阻、输出电阻等。分析时，应先直流后交流。

（6） 放大电路常用的分析方法有图解分析法、等效电路分析法和计算机仿真分析法。其中，图解分析法形象、直观，适合于初学者定性地理解放大的原理； 等效电路分析法是最基本的分析方法，利用晶体管放大时的直流等效模型及小信号等效模型，可将晶体管放大电路的分析转化为在特定条件下的一个线性电路的分析； 计算机仿真分析法能快速、全面地对电路进行较为精确的分析，但必须清楚，它仅能提供分析的结果，而不能揭示电路的概念。

（7） 共发射极、共集电极和共基极放大电路是由BJT组成的三种基本电路，其电路结构、特点及应用见表3.5。

（8） BJT基本放大电路的常用偏置方式有固定偏置和分压式偏置两种形式。其中分压式偏置电路通过发射极电阻RE引入了直流负反馈，从而稳定了静态工作点。

（9） 将基本放大电路级联或适当组合可以构成各具特点的多级放大电路。多级放大电路的级间耦合方式有阻容耦合、变压器耦合、光电耦合和直接耦合等，其中，直接耦合方式广泛用于集成电路设计。分析多级放大电路时，应特别注意级间的相互影响。

本章习题





题图3.1

【31】某放大电路中BJT三个电极①、②、③的电流如题图3.1所示，现测得I1=-2mA，I2=-0.04mA，I3=+2.04mA，试判断该管的基极B、发射极E和集电极C，并说明该管是NPN管还是PNP管，它的β-为多少？

【32】有两个BJT，其中一个管子的β=80，ICEO=200μA，另一个管子的β=50，ICEO=10μA，应该选择哪一个管子？为什么？

【33】两个BJT的α-值分别为0.99、0.985，试求各管的β-值。若两管的集电极电流均为10mA，ICBO忽略不计，试求各管的IB值。

【34】测得电路中四个NPN硅管各极电位分别如下，试判断每个管子的工作状态。

（1） VB=-3V，VC=5V，VE=-3.7V； 

（2） VB=6V，VC=5.5V，VE=5.3V； 

（3） VB=-1V，VC=8V，VE=-0.3V； 

（4） VB=3V，VC=2.3V，VE=6V。

【35】测得放大电路中四只BJT各极电位分别如题图3.2所示，试判断它们各是NPN管还是PNP管？是硅管还是锗管？并确定每管的B、E、C极。



题图3.2


【36】某BJT的极限参数ICM=100mA，PCM=150mW，V(BR)CEO=30V，若它的工作电压VCE=10V，则工作电流IC不得超过多大？若工作电流IC=1mA，则工作电压的极限值应为多少？

【37】已知某BJT在室温（27℃）下的β-=50,VBE(on)=0.2V，ICBO=10-8A，当温度升高至60℃时，试求β-′、V′BE(on)和I′CBO。

【38】已知某NPN型硅BJT的发射结正偏，集电结反偏，IS≈4.5×10-15A，α-=098,ICBO忽略不计。试求室温下，当VBE=0.65V、0.7V、0.75V时的IB、IC、和IE值，并分析比较。

【39】在某放大电路输入端测量到输入信号电流和电压的峰峰值分别为5μA和5mV，输出端接2kΩ的电阻负载，测量到正弦电压信号的峰峰值为1V，试计算该放大电路的电压增益Av、电流增益Ai、功率增益Ap，并分别换算成dB数。

【310】某电压放大电路当接入1kΩ负载电阻时，其输出电压比负载开路（RL=∞）时减少20%，试求该放大电路的输出电阻Ro。

【311】某放大电路输入正弦波信号vi=Vimsinωt(mV)，由于器件的非线性使输出电流为

iO=3+sinωt+0.01sin2ωt+0.005sin3ωt+0.001sin4ωt（mA）

试计算非线性失真系数THD。

【312】各放大电路如题图3.3所示，图中各电容对交流信号呈短路，试画出直流通路和交流通路。



题图3.3



【313】试判断如题图3.4所示的各电路能否正常放大，若不能，应如何改正？图中各电容对交流信号呈短路。



题图3.4


【314】试用图解分析法确定题图3.5（a）所示电路的工作点IBQ、ICQ、VCEQ。已知BJT的输入和输出特性曲线如题图3.5（b）、（c）所示。




题图3.5





题图3.6



【315】在图3.26（b）所示电路中，BJT的输出特性及交、直流负载线如题图3.6所示。试求： 

（1） 电源电压VCC，静态电流IBQ、ICQ及
静态管压降VCEQ的值； 

（2） 电阻RB、RC的值； 

（3） 输出电压的最大不失真幅度； 

（4） 要使电路能不失真地放大，基极正弦电流的最大幅值是多少？

【316】放大电路如题图3.7（a）所示，已知VCC=VEE，要求交、直流负载线如题图3.7（b）所示，试回答如下问题： 

（1） 求VCC、RE、VCEQ、RB1、RB2、RL的值。

（2） 如果交流输入信号vi幅度较大，将会首先出现什么失真？输出动态范围Vopp为多少？若要减小失真，增大输出动态范围，则应如何调节电路元件值？



题图3.7


【317】在如题图3.8（a）所示的电路中，已知BJT的β=100，VBE(on)=-0.7V，rbb′=200Ω。

（1） 试估算电路的Q点； 

（2） 画出化简的H参数等效电路模型； 

（3） 求电路的电压增益A·v，输入电阻Ri、输出电阻Ro； 

（4） 若输出电压的波形如题图3.8（b）所示，该电路产生了什么性质的失真？为消除此失真，应调整电路中的哪个元件？如何调整？



题图3.8


【318】在如题图3.9所示电路中，已知室温下硅管的β=100，VBE(on)=0.7V，ICBO=10-15A，试求： 

（1） 室温下的ICQ、VCEQ值； 

（2） 温度升高40℃、降低60℃两种情况下的ICQ、VCEQ值，并由此分析BJT的工作状态。

【319】在如题图3.10所示电路中，已知室温下硅管的参数与习题318相同，试求室温及温度升高40℃时的ICQ与VCEQ值，并与习题318的结果作比较。

【320】电路如题图3.11所示，图中各电容对交流信号呈短路。试画出电路的直流通路、交流通路及交流等效电路。已知BJT的β=200，VBE(on)=0.7V，rbb′=200Ω，|VA|=150V，试求Ri、Ro、A·v及A·vs。




题图3.9




题图3.10





【321】发射极接电阻的共发射极放大电路的交流通路如题图3.12所示，若计及rce且满足RC∥RLβrce，RErce，试证： 

Ri=RB1∥RB2∥rbe+(1+β)RErcerce+RC∥RL
Ro=RC∥rce1+βRERE+rbe+R′s(其中，R′s=RB1∥RB2∥Rs)




题图3.11




题图3.12




【322】在如题图3.13所示的电路中，各电容对交流信号呈短路。已知BJT的β=150，VBE(on)=0.7V，rbb′=200Ω，|VA|=100V，试求电路的输入电阻Ri、输出电阻Ro及电压增益A·v。

【323】电路如题图3.14所示，已知BJT的β=50，rbe=1kΩ，rce很大。画出其交流等效电路，并计算电压增益A·v、输入电阻Ri、输出电阻Ro及源电压增益A·vs。




题图3.13




题图3.14




【324】如题图3.15所示电路能够输出一对幅度大致相等、相位相反的电压。已知BJT的β=80，rbe=2.2kΩ，rce很大。信号源为理想电压源（即认为其内阻为零）。

（1） 求电路的输入电阻Ri； 

（2） 分别求从发射极输出的A·v2和Ro2及从集电极输出的A·v1和Ro1。

【325】在如题图3.16所示的电路中，各电容对交流信号呈短路。已知3DG6的β=50，VBE(on)=0.7V，rbb′=50Ω，VA=∞。

（1） 求电路的静态工作点； 

（2） 试求放大电路的电压增益A·v、输入电阻Ri、输出电阻Ro。




题图3.15




题图3.16




【326】已知题图3.17（a）所示单级电压放大电路的输入电阻Ri=2kΩ，输出电阻Ro=50kΩ，开路电压增益A·vo=200，当输入信号源内阻Rs=1kΩ，输出负载电阻RL=10kΩ时，试求该电压放大电路的源电压增益A·vs。现将两级上述电压放大电路级联，Rs、RL不变，如题图3.17（b）所示，试求总的源电压增益A·vs，并对两种结果进行比较。




题图3.17


【327】如题图3.18所示为多级放大电路的框图。

（1） 写出题图（a）的总源电压增益A·vs和题图（b）的总源电流增益A·is； 

（2） 若要求源电压增益大，试提出对信号源内阻Rs和负载电阻RL的要求。



题图3.18


【328】在如题图3.19（a）所示的三级直接耦合放大电路中，已知各管的|VBE(on)|=07V，β=100，IBQ可忽略，要求ICQ1=1mA，ICQ2=1.4mA,ICQ3=1.6mA，|VCEQ|=2V。试完成下列各题： 

（1） 计算各电阻阻值和各管的VCQ值； 

（2） 将T2改为NPN管，如题图3.19（b）所示，调整RC2、RE2，保证ICQ2不变，电路能否正常工作？



题图3.19


【329】在如题图3.20所示的多级直接耦合放大电路中，第二级为电平位移电路。已知各管的β=100，VBE(on)=0.7V，IBQ可忽略不计，I0=2mA，各管的VCEQ=3V,VCQ1=2.3V。试完成下列各题： 

（1） 为使VOQ=0，求RE2值； 

（2） 若RE2=0，电路能否正常工作？



题图3.20



【330】题图3.21为某集成电路的部分内部原理图，已知各管的β很高,|VBE(on)|=07V，输入端VBQ1=0，输出端VOQ=0，ICQ4=550μA，VCQ1=14.3V。试求ICQ3及各管的VCEQ值。



题图3.21


【331】在如题图3.22所示的电路中，已知BJT的β1=β2=150，rbb′1=rbb′2=50Ω，VBE(on)=0.7V，rce忽略不计，ICQ1=1mA，ICQ2=1.5mA，Rs=1kΩ，试求Ri、A·v、A·vs。

【332】画出题图3.23所示电路的交流通路，若两只BJT特性相同，且已知rbb′1=rbb′2≈0，β1=β2=100，ICQ1=ICQ2=0.5mA，rce忽略不计，试求A·v。






题图3.22




题图3.23




【333】如题图3.24所示为有源负载共发射极放大电路的原理电路，题图中CE对交流信号呈短路，试推导输出电阻Ro的表达式。




题图3.24


【334】如题图3.25所示为两级放大电路的交流等效电路，试画出其交流通路，并写出电路的输入电阻Ri及电压增益A·v的表达式。设两管小信号参数相同。

【335】共集电极共发射极组合放大电路如题图3.26所示，题图中T1管接成共集电极组态，T2管接成共发射极组态，T3管为T2管的集电极有源负载。已知各管参数为β1=β2=200，β3=50，ICQ1=16.2μA，ICQ2=ICQ3=550μA，|VA1|=|VA2|=125V，|VA3|=50V，rbb′1=rbb′2=rbb′3=0，试完成下列各题： 

（1） 求该放大电路的输入电阻Ri； 

（2） 求该放大电路输出短路时的互导增益A·gn； 

（3） 求该放大电路的输出电阻Ro； 

（4） 求该放大电路输出开路时的电压增益A·vo； 

（5） 试讨论这种组合放大电路的特点。




题图3.25




题图3.26






Multisim仿真习题

【仿真题31】描述BJT基区宽度调制效应的主要参数是厄尔利电压VA，通过改变其值，用Multisim研究基区宽度调制效应对BJT输入、输出特性的影响。BJT使用2N2222，VA可分别取值为50和100。



题图3.27


【仿真题32】电路如题图3.27所示，设BJT的型号为2N3904，β=50，VBE(on)=07V，rbb′=100Ω。用Multisim作如下分析： 

（1） 求电路的Q点，并作温度特性分析，观察
温度在-70～-30℃的范围内变化时BJT集电极
电流IC的变化范围； 

（2） 当输入vi取频率为1kHz的正弦交流电压时，
求最大不失真输出电压幅度和相应的输入电压幅度； 

（3） 求电路的输入电阻Ri和输出电阻Ro；

（4） 去掉发射极旁路电容CE，重复题（2）和题（3）。


【仿真题33】两级放大电路如题图3.28所示，输入信号vs=10sin(2π1000t)mV，BJT使用2N2222。

（1） 用Multisim仿真每级电路的电压输出波形及增益； 

（2） 用Multisim仿真两级电路的电压输出波形及增益。



题图3.28