第5章
CHAPTER 5


模拟电子技术设计性实验





模拟电子技术设计性实验是在掌握基础验证性实验方法的基础上的进阶，是对模拟电子技术知识的深刻理解与综合运用，实验项目具有典型性和代表性。
5.1晶体管放大电路
在掌握晶体管放大电路基本特性的基础上，根据技术指标要求设计单管放大电路并进行电路仿真或安装及调试，熟悉软件及仪器仪表的使用。
5.1.1实验目的
(1) 根据一定的技术指标要求设计单级放大电路，学习单级放大电路的一般设计方法。
(2) 学习晶体管放大电路静态工作点的设置与调整方法； 学习放大电路的电压放大倍数、最大不失真输出电压、输入电阻、输出电阻及频率特性等基本性能指标的测试方法。
(3) 研究电路参数变化对放大器性能指标的影响及放大器的安装与调试技术。
(4) 进一步学习万用表、示波器、信号发生器、直流稳压电源和毫伏表等常用仪器的正确使用方法。
5.1.2实验原理
一个具有实用价值的电路是由若干个单级放大电路组成的，因此对单级放大电路的研究也为多级放大电路的研究与应用奠定了理论基础。由于单级放大电路在多级放大电路中所处位置不同，对其性能要求也不相同，但它们的最基本任务是相同的，即放大，而且要不失真地放大。单级放大电路的放大能力一般可达到几十到几百倍。
1. 单级放大电路
能完成不失真放大的单级放大电路很多，最常用的有基本放大电路(见图51)和电流负反馈工作点稳定的电路(见图52)。基本放大电路简单、元件少，流过Rb的电流为IB，故Rb可选得较大，放大器的输入电阻较高，放大器对信号源的影响较小，具有较高的放大能力，但它在温度变化时工作点不够稳定，使不失真放大的要求受到影响，适用于对稳定性要求不高的场合。电流负反馈工作点稳定的电路，由于电路负反馈的作用使工作点比较稳定，故使用场合比较广泛。


图51基本放大电路




图52电流负反馈工作点稳定的电路


2. 静态工作点的选取
放大器中静态工作点的选取十分重要，它影响放大器的增益、失真及其他各方面。






(1) 静态工作点与增益。图51和图52所示放大倍数均由Au=Uo/Ui=-βR′L/rbe表示，其中R
′L与静态工作点无关，在线性区β值变化甚小。在rbe=rbb′+re(1+β)中，rbb′取决于基区材料，不同类型的管子rbb′相差较大，其值从几欧姆到几百欧姆； 而re=26mV/IEQ，它取决于工作电流，工作电流大，则re小。可见工作点不同，其放大倍数也不同。
(2) 静态工作点与非线性失真。静态工作点选得过高或过低都会产生非线性失真。如果Q点选得过高，如图53中的Q1，微弱的输入信号也会产生饱和失真，使输出的电压波形产生下削波。相反，如果Q点选得太低，如图53中的Q2，易产生截止失真，其输出电压产生上削波。为了得到最大不失真输出幅度，其静态工作点应设在交流负载线的中间位置，如图54所示。从输入特性上看，如果Q点设置不当，将产生严重的非线性失真，如图55所示。由于晶体管特性的非线性，输入信号虽然是正弦波，但iB已经成为上尖下钝的波形，它是由于晶体管输入特性的非线性引起的失真，故称为非线性失真。同样，晶体管输出特性的不均匀也会引起失真。这种由于晶体管特性的非线性或不均匀性引起的非线性失真又称为固有失真。适当选择静态工作点，如使

IBQ=Ibm+10μA(51)

可以减小这种失真但不能完全消除。在多级放大器中，由于前级输入信号的正半周到了下级输入端变成了负半周(即倒相)，利用这种倒相作用可以使固有失真得到补偿，减小失真程度。


图53静态工作点过高或过低时
放大电路工作情况




图54静态工作点设置合理时
放大电路工作情况





图55静态工作点设置不当产生的非线性失真

综上所述，静态工作点不仅影响放大器的增益，还影响着非线性失真，至于静态工作点选在电流较大区域好还是选在电流较小区域好，要视具体情况而定。例如，要得到最大的输出幅度，静态工作点要选在交流负载线的正中间位置； 若信号幅度小又想得到较高的增益，静态工作点可选在电流较大区域。又如，为提高电路的输入电阻，减小噪声系数和能量损耗，静态工作点可选在电流较小区域。
5.1.3性能指标与测试方法
晶体管放大器的主要性能指标有电压放大倍数Au、最大不失真输出电压Uomax、输入电阻Ri、输出电阻Ro和频率响应Δf等。对于如图52所示的电路，各性能指标的计算式与测试方法如下。 
1. 电压放大倍数Au

 Au=UoUi=-βR′Lrbe
(52)

其中，R′L=Rc∥RL； rbe为晶体管输入电阻，即

rbe=rbb′+(1+β)26mVIEQ≈300+(1+β)26mVIEQ
(53)


电压放大倍数的测量实质上是测量放大器的输入电压ui和输出电压uo。
测量方法： 在输出波形不失真的情况下，给定输入值(有效值Ui或峰值Uim)或输出值(有效值Uo或峰值Uom)，测量相应的输出值或输入值即可，则

Au=UoUi=UomUim
(54)

2. 最大不失真输出电压Uomax 
Uomax为在给定静态工作点的条件下，放大器所能输出的最大且不失真的电压值。
测量方法： 在测量电压放大倍数的基础上，逐渐增大输入信号幅值，同时观察输出波形，当输出波形刚出现失真时的Uo即为Uomax。
3. 输入电阻Ri

Ri=rbe∥Rb1∥Rb2≈rbe
(55)


输入电阻的大小反映了放大电路消耗信号源功率的大小。若RiRs(信号源内阻)，放大器从信号源获取较大电压； 若RiRs，放大器从信号源吸收较大电流； 若Ri=Rs，放大器从信号源获取最大功率。
输入电阻的测量有两种方法。第1种方法的测量原理如图56所示。在信号源输出与放大器输入端之间，串接一个已知电阻R(一般选择R值与Ri为同数量级)，在输出波形不失真的情况下，用交流毫伏表测量Us及相应的Ui值，则

Ri=UiUs-UiR(56)


其中，Us为信号源输出电压。当被测电路输入电阻很高时，上述测量方法将因R和毫伏表的接入而在输入端引起较大的干扰误差。特别是电压表内阻不是很高时，Us和Ui值会偏小。
第2种方法的测量原理如图57所示。当R=0时，输出电压波形不失真的条件下，用交流毫伏表测出输出电压Uo1； 当R取固定电阻时，测出输出电压Uo2，则

Ri=Uo2Uo2-Uo1R
(57)



图56输入电阻测试电路(1)




图57输入电阻测试电路(2)


4. 输出电阻Ro

Ro=ro∥Rc≈Rc(58)


其中，ro为晶体管的输出电阻； 输出电阻Ro的大小反映了放大器带负载的能力，Ro越小，带负载的能力越强，当RoRL时，放大器可等效成一个恒压源。


图58输出电阻测试电路

测量方法如图58所示。在输出波形不失真的情况下，首先测量RL未接入(空载)时的输出电压U′o，然后接入负载RL，再测量此时放大器的输出电压Uo，则

Ro=U′oUo-1RL
(59)

测量时应注意： 两次测量时输入电压Ui应保持相等，且大小适当，保证在RL接入和断开时输出波形不失真。RL应与Ro为同数量级电阻。


图59放大器的幅频特性

5. 频率响应Δf
放大器的幅频特性如图59所示，影响放大器幅频特性的主要因素是电路中存在的各种电容元件。

Δf=fH-fL(510)

其中，fH为放大器的上限频率，主要受晶体管的结电容和电路的分布电容的限制； fL为放大器的下限频率，主要受耦合电容C1、C2和射极旁路电容Ce的影响。

要严格计算电容C1、C2和Ce同时存在时对放大器低频特性的影响比较麻烦。在工程设计中，为了简化计算，通常以每个电容单独存在时所决定的转折频率为基本频率。电容C1、C2和Ce所对应的等效回路如图510所示。如果放大器的下限频率fL已知，可按以下表达式估算电容 C1、C2和Ce。

C1≥(3~10)12πfL(Rs+rbe)(511)
C2≥(3~10)12πfL(Rc+RL)(512)
C3≥(1~3)12πfLRe∥Rs+rbe1+β
(513)




图510电容C1、C2和Ce对应的等效回路



放大器的幅频特性可通过测量不同频率时的电压放大倍数Au获得。通常采用逐点法测量放大器的幅频特性曲线。测量时，每改变一次信号源的频率(注意维持输入信号Ui的幅值不变且输出波形不失真)，用晶体管毫伏表或示波器测量一个输出电压值，分别计算其增益，然后将测试结果画在半对数坐标纸上(见图59)，将所测结果连接成曲线。
如果只要求测量放大器的频率响应Δf或通频带BW，则首先测出放大器中频区(如f0=1kHz)时的输出电压Uo，然后升高频率直到输出电压降到0.707Uo(维持Ui不变)，此时所对应的信号源的频率就是上限频率fH。同理，维持Ui不变，降低频率直到输出电压降到0.707Uo，此时所对应的频率为下限频率fL，则放大器的频率响应Δf=fH-fL。
5.1.4单级放大器的设计原则
所谓设计，就是按照指标要求，根据理论的主要原则把电路选出来，确定使用的电源电压和有源器件，确定静态工作点，计算出各元件数值的整个过程。因为在设计中常采用近似公式或经验公式，有时也称此过程为电路估算或工程估算。根据所给已知条件的不同，工程估算没有固定格式，但有一些原则可以遵守。下面通过对图52所示电路的计算介绍一些设计原则。
1. 集电极电阻Rc
计算Rc的原则有两个： 一是满足放大倍数要求； 二是不能产生饱和失真。一般以输出电压Uo和放大倍数Au为指标要求。
输入电压的峰值为

Uim=UomAu
(514)

基极电流的峰值为

Ibm=Uimrbe
(515)

对于小信号放大器，其静态工作点一般在1~2mA，此时的rbe值可按 1kΩ 估算。

R′L=UomIcm=Rc∥RL(516)
Icm=βIbm(517)

则

Rc=RLR′LRL-R′L
(518)

由于计算方法的欠缺，所求的Rc是否可用，要通过对静态工作点的验证加以判定，一般使

UCEQ≥Uom+1V
(519)

才能使放大器不工作在饱和区，否则要重新计算Rc值。
2. 偏置电路电阻Rb1、Rb2和射极电阻Re的确定

要使直流电流负反馈作用强，则要求基极电位UB高而且稳定，这就要求流过偏置电路的电流I1要大，即IB在I1中所占的比例要小。但I1大，即要求Rb1、Rb2要小，这又影响着电路的输入电阻及能量损耗，I1也不能太大，通常取

I1=(5~10)IB(520)

UE越高(UB越高)，电流反馈越强。但UE越高，电源的有效利用率越低，即UE(UB)也不能太高，一般取

UB=(5~10)UBE，UB=3~5V，硅管
1~3V，锗管
(521)

考虑到不使信号进入截止区而产生截止失真，要求ICQ＞Icm，一般取

ICQ=0.5mA+Icm(522)
IBQ=ICQβs(523)


故有


Rb1=UBI1(524)
Rb2=VCC-UBI1=VCCI1-Rb1(525)



为了调节静态工作点方便，通常把Rb2用一个可变电阻和一个固定电阻代替，使固定电阻阻值加上可变电阻中间值等于Rb2。

Re=UEIE≈UB-UBEICQ
(526)

3. 晶体管的选择
(1) 晶体管的选取依据很多，如极限参数、频率特性、噪声系数，以及hfe和hie等。这些依据，在选取晶体管时，又根据晶体管在多级放大器中所处的位置不同而有所侧重。
(2) 极限参数。极限参数是选择晶体管的重要原则，特别是在选择放大器的末级和末前级晶体管时。极限参数很多，但经常考虑的是集电极耗散功率PCM、击穿电压U(BR)CEO、最大集电极电流ICM，即要求加于晶体管两端的电压应小于U(BR)CEO。在甲类工作时，ICQ与UCEO的乘积应小于PCM； 在乙类工作时，PCM又决定着输出功率。在小信号放大电路中以上3个参数易于满足，选择晶体管时可不考虑极限参数。
(3) 频率性能。无论晶体管工作在哪一级，晶体管的截止频率fβ都应大于放大电路的上限频率fH。从手册中查出特性频率fT，可通过fT≈βfβ求出fβ。
(4) 噪声系数。为了减小放大电路的噪声，应选择噪声系数小的晶体管，特别是当晶体管工作在前置级时更应如此，因为第1级的噪声对整个放大电路影响最大。
(5) 在晶体管型号确定后，应选出需要的β值。一般希望β选高一些，但也不是越高越好。β太高会容易引起自激振荡，何况一般β值高的晶体管工作多不稳定，受温度影响大。通常β取值为50~100，但低噪声高β值的晶体管(如1815、9011~9015等)，β值达数百时温度稳定性仍较好。
4. 电源电压VCC
电源电压VCC既要满足输出幅度、工作点稳定的要求，又不能选得太高，以免对电源设备和晶体管的耐压提出过高而又不必要的要求。

VCC=UCEQ+ICQ(Rc+Re)(527)
UCEQ=Uom+UCES(528)

5.1.5设计举例
技术指标与要求： 已知信号频率f0=1kHz，负载电阻RL=3kΩ，晶体管参数见手册，β自测(一般为50＜β＜100)，要求工作点稳定，电压放大倍数Au≥70，输出电压Uom≥2V(峰值)。
1. 选择电路形式
因要求工作点稳定性好，故选用分压式电流负反馈电路，如图52所示。
2. 选择晶体管
在小信号放大器中，由于对极限参数要求不高，一般不考虑极限参数。
由于要求工作频率很低，3AX系列可以满足，考虑到通用性，也可以选取高频小功率3DG系列的晶体管。选取3DG6B，集电极最大允许电流ICM=20mA，U(BR)CEO=20V，ICBO＜0.01μA，实测β=70。
3. 集电极电阻Rc的确定
设计要求Au≥70，考虑留有一定裕量，按Au=80设计。同样，Uom按2.5V设计。
故输入电压的峰值为

Uim=UomAu=2.5×10380≈31mV

如果静态电流选在2mA左右，晶体管的输入电阻可以按1kΩ估计，则基极电流的峰值为

Ibm=Uimrbe=311=31μA

集电极电流的峰值为

Icm=βIbm=70×31=2170μA=2.17mA 

根据设计指标提出

Uom=2.5V， Icm=2.17mA

则

R′L=UomIcm=2.52.17≈1.15kΩ

集电极电阻 

Rc=RLR′LRL-R′L≈1.86kΩ

取标称值

Rc=2kΩ

4. 射极电阻Re的确定
根据工作点稳定的条件UB=(5~10)UBE=3~5V(硅管)，取UB=3V。为了避免输入信号因截止而产生失真，故取

ICQ=Icm+0.5mA=2.67mA

则

Re=UEIE≈UB-UBEICQ≈0.86kΩ

取标称值

Re=0.91kΩ

5. 确定电源电压VCC

VCC=UCEQ+ICQ(Rc+Re)=Uom+UCES+ICQ(Rc+Re)=11.3V

取

VCC=12V 

6. 基极偏置电阻Rb1、Rb2的确定
根据工作点稳定的另一条件

I1≈(5~10)IB(529)
IBQ=ICQβ=2.6mA70=37μA 

选I1=0.2mA，则Rb1=UBI1=15kΩ，实选Rb1=15kΩ，Rb2=VCC-UBI1=45kΩ。
通常都是通过改变Rb2实现静态工作点的改变，所以Rb2可用47kΩ电位器与固定电阻20kΩ串联实现。
7. 电容的选取
耦合电容和旁路电容并不是每次都进行计算，而是根据经验和参考一些电路酌情选择，在低频范围内通常取

C1=C2=(5~20)μF(530)
Ce=(50~200)μF(531)

选C1=C2=10μF(耐压15V)，Ce=47μF(耐压6V)，电容应选取标称值，并注意耐压。
8. 校核放大倍数与静态工作点 
1) 放大倍数

R′L=RcRLRc+RL=1.2kΩ
rbe=300+(1+β)26mVIE=1kΩ 

Au=-βRLrbe=-84 
可见满足指标要求。
2) 静态工作点UCEQ 
为使放大器不产生饱和失真，要求

UCEQ＞Uom+1=3.5V
UCEQ=VCC-ICQ(Rc+Re)=4.2V


显然UCEQ＞Uom+1，即放大器在满足输出幅度的要求下没有饱和失真，再加上ICQ=Icm+0.5mA的条件，可见放大电路工作在放大区。
9. 元件表
当电路设计完毕后，为便于了解各元件的性能和索取元件，应列出元件表，如表51所示。


表51元件表



序号参数和型号数量序号参数和型号数量

V1β=70,3DG6B1C110μF(15V)1
︙︙
Rc2kΩ1
︙

5.1.6电路安装与调试
1. 装接自己设计的单级放大电路

(1) 检查元器件。用图示仪检查三极管的主要参数，用万用表检查三极管的质量、电阻的阻值以及电解电容的充放电情况。
(2) 对电路进行组装。按照自己设计的电路，在面包板上插接元器件或在有铆钉的通用实验电路板上焊接元件。组装时，应尽量按照电路的形式与顺序布线，要求做到元件排列整齐，密度均匀，不互相重叠，连接线尽量短和直，避免交叉，必须交叉时要使用绝缘导线。应注意电解电容正负极性，正极接高电位，负极接低电位，并且不要放在功率大的电阻旁边，防止过热融化。元件标称值字符朝外以便检查，焊接时一个铆钉孔内一般只允许焊入2~3个线头。
安装完毕后，应对照电路图仔细检查，看是否有错接(焊)、漏接(焊)和虚接(焊)现象，并用万用表检查底板上电源正负极之间有无短路现象，若有，则应迅速排除故障，否则不能进行性能测试。
2. 通电调试
通电调试包括测试和调整两方面，测试是对安装完成的电路板的参数及工作状态进行测量，以便提供调整电路的依据。经过反复的调整和测量，使电路性能达到要求，最后通过测试获得电路的各项主要性能指标，以作为书写总结报告的依据。
为了使调试能顺利进行，最好在电路原理图上标明元器件参数、主要测试点的电位值及相应的波形图，具体步骤如下。 
1) 通电观察
把经过准确测量的电源电压接入电路，此时不应急于测量数据，而应先观察有无异常现象，包括电路中有无冒烟、有无异常气味以及元器件是否发烫、电源输出有无短路现象等。如果有异常现象发生，应立即切断电源，检查电路，排除故障，待故障排除后方可重新接通电源。
2) 静态工作点的测试与调整
静态工作点是由各级电流和电压描述的。在输入特性上，IBQ、UBEQ 确定了静态工作点(忽略了UCE的影响)； 在输出特性上，静态工作点由UCEO、ICO、IBO描述。测量静态工作点时把以上数值测量出来即可，但在测量时应注意以下几点。
(1) 一般只测电压而避免测电流，因为测电流要断开电路，而电流大小可以通过测电压再换算出来。例如，要测ICO，只要把UE测出就可通过已知Re求出ICO，即ICO≈IEO=UE/Re。
(2) 当使用的测量仪表公共端接机壳时，应把测量仪表公共端与放大器公共端接在一起(共地)，否则测量仪表外壳引入的干扰将使电路工作状态改变，并且测量结果也不可靠。例如，要测UCEQ，可测出C、E两点电位UCQ与UEQ，UCEQ=UCQ-UEQ；  若使用浮动电源(公共端不接地)的仪表(如万用表)测量电路，可直接跨在元件两端测量，但要注意是否会引入干扰。
(3) 注意使用仪表的内阻，正确选择测量仪表的量程范围，减少测量误差。例如，测量图52所示的UBEQ，采用测量UB与UE的办法，再算出UBE，而UB是由Rb1和Rb2分压决定的(当忽略IB对Rb1和Rb2支路影响时)； 当测量UB时，要求测量仪表内阻要远大于Rb1，否则当仪表接入时，由于仪表的分流作用而改变了原分压比，测出的数据已不是UB的实际值了。另外，为了在测量静态工作点时减少外界的干扰，原则上应使输入端交流短路。
测量电路静态工作点的方法： 接通直流电源，放大电路不加输入信号，将放大器输入端接地，用万用表分别测量晶体管的E、B、C极对地的电压UEQ、UBQ 、UCQ。其中，应首先调节Rb2，使UEQ为设计值，然后再测UBQ和UCQ，则集电极电流为

ICO≈IEO=UEQRe
(532)

集电极与发射极电位差为

UCEQ=UCQ-UEQ(533)

基极与发射极之间电位差为

UBEQ=UBQ-UEQ(534)

基极电流为

IBQ=ICQβ(535)

正常情况下，UCEQ应为正几伏，说明晶体管工作在放大状态。若UCEQ≈VCC，说明晶体管工作在截止状态； 若UCEQ＜0.5V，说明晶体管已进入饱和状态。上述两种情况说明，所设置的静态工作点偏离较大，或应检查电路有无故障，测量有无错误，以及读数是否错误等。
3) 动态(性能指标)的测试与电路参数修改
按照如图511所示的测量系统接线，测量放大器的主要性能指标。示波器用于观测放大器的输入输出电压波形，晶体管毫伏表用于测量放大器的输入输出电压。当频率改变时，信号发生器的输出电压可能变化，应及时调整，维持电压恒定。测量时，信号发生器的频率应调到放大器中频区的某个频率f0，一般情况下f0=1kHz。在电路的输入端接入适当幅度的信号，并沿着信号的流向，逐次检测各有关点的波形、参数或电位，通过计算测量结果，估算电路性能指标，然后进行适当调整，使指标达到要求。电路性能经调整、初测达到指标要求后，可进行电路性能指标的全面测量。


图511测试放大器性能指标的接线图


有时，电路的性能指标达不到设计要求，就必须通过实验调整修改电路参数，使之满足各项指标要求。
例如，希望提高电压放大倍数Au，根据式(52)分析，可以有3种方法，即

R′L↑→Ro↑
rbe↓→Ri↓
β↑→rbe↑Au↑

增大R′L会使输出电阻Ro增大； 减小rbe会使输入电阻Ri减小。若Ri和Ro有裕量，可通过调整Rc或ICQ提高电压放大倍数，但这样会影响静态工作点，要重新调整确定静态工作点。提高晶体管的放大倍数β比较有效。对于如图52所示的分压式直流负反馈偏置电路，由于基极电位UBQ固定，则

ICQ≈IEQ=UBQ-UBEQRe≈UBQRe
(536)

因此，改变β不会影响放大器的静态工作点。
再比如，希望提高最大不失真输出电压Uomax，可将静态工作点Q移到负载线中点附近，此时输出波形顶部、底部同时失真，电路达到最大输出。
总之，不论采用何种方法，都必须进行综合考虑，通过实验调整修改电路参数，尽可能满足各项指标要求。经调整后的元件参数值，与设计计算值肯定有一定的差别。
4) 调试注意事项
(1) 调试前应先对各种仪器进行检查，熟悉其使用方法，避免由于仪器使用不当，或仪器的性能达不到要求而造成测量结果不准，导致做出错误的判断。
(2) 正确选择测量点和测量方法。
(3) 调试过程中，不但要认真观察测量，还要记录，并善于进行分析和判断。养成严谨的科学作风，不可急于求成，更不能没有目的地乱调、乱测和乱改接线，甚至把电路拆掉重新安装。这样，不仅不能解决问题，相反还会发生更大的故障，甚至损坏元器件和测量仪器。
5.1.7设计任务
结合上述分析，提供3个备选设计任务及具体技术指标要求。以下设计选题任选其一完成。
1 .设计选题A
设计一个单级放大电路。已知信号频率f0=2kHz，负载电阻RL=3.3kΩ，晶体管参数见手册，β自测(一般为50＜β＜100)，要求工作点稳定，电压放大倍数Au≥80，输出电压用毫伏表测得至少为1.5V。在测试中，要讨论静态工作点Q升高或降低对放大电路输出波形的影响。
2. 设计选题B
设计一个单级放大电路。已知VCC=+12V，RL=3kΩ，Ui=10mV，信号源内阻Rs=600Ω，要求工作点稳定，电压放大倍数Au＞40，输入电阻Ri＞1kΩ，输出电阻Ro＜3kΩ，频率响应Δf为100Hz~100kHz。在测试中，要求讨论负载变化对放大器性能的影响，以及静态工作点Q升高或降低对放大电路输出波形的影响。
3. 设计选题C
设计一个单级放大电路。已知VCC=+12V，RL=2kΩ，Ui=100mV，信号源内阻Rs=600Ω，要求工作点稳定，电压放大倍数Au＞30，输入电阻Ri＞2kΩ，输出电阻Ro＜3kΩ，频率响应Δf为20Hz~100kHz。
5.1.8要求
查阅有关资料，选定放大电路的静态工作点，确定电路中所有元器件参数，并画出电路原理图，完成一份设计报告。
拟定调整测试内容、步骤和所需仪器，可画出测试电路和记录表格，完成一份预习报告。
独立完成电路的安装和调整测试，并达到性能要求。
完成论据可靠、步骤清晰、测试数据齐全的设计实验总结报告。
5.1.9实验研究与思考题
(1) 若Q点在交流负载线中点，当Rb2增加时，UCEQ将如何变化？此时若增大输入信号Ui，首先会出现什么失
真?波形如何?
(2) 在用万用表(MF4120kΩ)测量UB时，用高量程挡还是低量程挡好? 为什么?
(3) 分别增大或减小电阻Rb2、Rc、RL、Re及电源电压VCC，对放大器的静态工作点Q及性能指标有何影响? 为什么?
(4) 调整静态工作点时，Rb2用一个固定电阻与电位器相串联实现，而不能直接用电位器，为什么?
(5) 一般情况下，实验调整后的电路参数设计计算值都会有差别，为什么?
(6) 测量放大器性能指标Au、Ri、Ro和Δf时，为什么不用万用表测量?
5.2差动放大电路
对比长尾型、恒流源型等典型的差动放大电路，设计符合技术指标要求的差动放大电路，并进行仿真、安装及测试等。
5.2.1实验目的
(1) 掌握差动放大器的主要特性及其测试方法。
(2) 学习带恒流源式差动放大器的设计方法和调试方法。
5.2.2实验原理
1. 直流放大电路的特点

在生产实践中，常需要对一些变化缓慢的信号进行放大，此时就不能用阻容耦合放大电路了。因此，若要传送直流信号，就必须采用直接耦合。图512所示的就是一种简单的直流放大电路。


图512简单的直流放大电路


由于该电路级间是直接耦合，不采用隔直元件(如电容或变压器)，便带来了新的问题。首先，由于电路的各级直流工作点不是互相独立的，便产生级间电平如何配置才能保证有合适的工作点和足够的动态范围的问题。其次，当直流放大电路输入端不加信号时，由于温度、电源电压的变化或其他干扰而引起的各级工作点电位的缓慢变化，都会经过各级放大使末级输出电压偏离零值而上下摆动，这种现象称为零点漂移。这时，如果在输入端加入信号，则输出端不仅有被放大的信号，而且是放大信号和零点漂移量的总和，严重的零点漂移量甚至会比真正的放大信号大得多，因此抑制零点漂移是研制直流放大电路的一个主要问题。差动式直流放大电路能较好地抑制零点漂移，因此在科研和生产实践中得到广泛的应用。
2. 差动式直流放大电路
典型的差动式直流放大电路如图513所示。它是一种特殊的直接耦合放大电路，要求电路两边的元器件完全对称，即两管型号相同、特性相同，各对应的电阻值相等。


图513典型差动式直流放大电路


为了改善差动式直流放大电路的零点漂移，利用负反馈能稳定工作点的原理，在两管公共发射极回路接入稳流电阻RE和负电源VEE，RE越大，稳定性越好。但由于负电源不可能选得很低，因而限制了RE阻值的增大。为了解决这一矛盾，实际应用中常用晶体管恒流源代替RE，形成了具有恒流源的差动放大器，如图514所示。具有恒流源的差动放大器应用十分广泛，特别是在模拟集成电路中，常被用作输入级或中间放大级。

在图513中，静态时，两输入端不加信号。由于电路两边电路参数、元件都是对称的，故两管的电流电压相等，即IB1=IB2，IC1=IC2，UCQ1=UCQ2，此时输出电压为UCQ1-UCQ2=0，负载电阻RL没有电流通过，而流过RE的电流为两管电流IE之和。所以在理想情况下，当输入信号为零时，此差动放大直流电路的输出也为零。


图514具有恒流源的差动放大器


当某些环境因素或干扰存在时，会引起电路参数变化。例如，当温度升高时，三极管UBE会下降，β会增加，其结果使两管的集电极电流增加了ΔICQ。由于电路对称，故必有ΔICQ1=ΔICQ2=ΔICQ，使两管集电极对地电位也产生了增量ΔUCQ1和ΔUCQ2，且数值相等。此时输出电压的变化量ΔUo=ΔUCQ1-ΔUCQ2=0，这说明虽然由于温度升高，每个管子的集电极对地电位产生了漂移，但只要电路对称，输出电压取自两管的集电极，差动式直流放大电路可以利用一个管子的漂移去补偿另一个管子的漂移，从而使零点漂移得到抵消，放大器性能得到改善。可见，差动放大器能有效地抑制零漂。

在图514中，T1和T2称为差分对管，常采用双三极管，如5G921、BG319或FHIB等，它与信号源内阻Rb1、Rb2，集电极电阻Rc1、Rc2和电位器Rp共同组成差动放大器的基本电路。T3、T4和电阻Re3、Re4、R共同组成恒流源电路，为差分对管的设计提供恒定电流Io。电路中Rb1、Rb2是取值相同而且比较小的电阻，其作用是使在连接不同输入方式时加到电路两边的信号大小相等、极性相反，或大小相等、极性相同，以满足差模信号输入或共模信号输入时的需要。晶体管T1与T2，T3与T4是分别连接在同一块衬底上的管子，电路参数应完全对称，调节Rp可调整电路的对称性。
3. 输入输出信号的连接方式
如图514所示，差分放大器的输入信号Uid与输出信号Uod可以有以下4种不同的连接方式。 
(1) 双端输入双端输出。连接方式： ①A′A，②B′B； ③C，④D。
(2) 双端输入单端输出。连接方式： ①A′A，②B′B； ③和④分别接一个电阻RL到地。
(3) 单端输入双端输出。连接方式： ①A，②B地； ③C，④D。
(4) 单端输入单端输出。连接方式： ①A，②B地； ③和④分别接一个电阻RL到地。
连接方式不同，电路的特性参数也有所不同。
4. 静态工作点的计算
静态时，差分放大器的输入端不加信号Uid，对于恒流源电路，有

IR=2IB4+IC4=2IC4β+IC4≈IC4=Io(537)

故称Io为IR的镜像电流，其表达式为

 Io=IR=-VEE+0.7VR+Re4(538)

式(538)表明，恒定电流Io主要由电源电压-VEE和电阻R、Re4决定，与晶体管的特性参数无关。对于差分对管T1和T2组成的对称电路，则 

IC1=IC2=Io2(539)

UC1=UC2=VCC-IC1Rc1=VCC-IoRc12(540)


可见差分放大器的静态工作点主要由恒流源电流Io决定。
5.2.3主要性能及测试方法
下面介绍差动放大器的传输特性、差模特性、共模特性及测试方法等。
1. 传输特性


图515传输特性



传输特性是指差动放大器在差模信号输入时，输出电流IC随输入电压Uid的变化规律，传输特性曲线如图515所示。

(1) 当差模输入电压Uid=0 时，两管的集电极电流相等，IC1=IC2=Io2，称Io2点为静态工作点。
(2) Uid增加(±25mV以内时)，IC1随Uid线性增加，IC2随Uid线性减小，IC1+IC2=Io的关系不变，称这个区域为差动放大器的线性放大区。
(3) Uid增加到使T1趋于饱和区，T2趋于截止区时(Uid超过±50mV)，IC1的增加和IC2的减小都逐渐缓慢，这时IC1和IC2随Uid非线性变化，称这个区域为差动放大器的非线性区。增大射极电阻Rp(若Rp为固定电阻)，可加强电流负反馈作用，扩展线性区，缩小非线性区。
(4) Uid再继续增加(超过±100mV)，T1饱和时，IC1不再随Uid变化； T2截止时，IC2为反向饱和电流，称这个区域为限幅区。
以上分析表明，传输特性直观地反映了差分放大器的电路对称性和工作状态，可用来设置差动放大器的静态工作点以及调整与观测电路的对称性。
可以通过测量T1、T2集电极电压UC1、UC2随差模电压Uid的变化规律测量差模传输特性。因为UC1=VCC-IC1Rc1，如果+VCC、Rc1确定，则UC1与-IC1的变化规律完全相同，而且测量电压UC1、UC2比测量电流IC1、IC2更方便，测量方法如图516所示。信号发生器输出为Uid=50mV，fi=1kHz正弦波。设差分放大器为单端输入双端输出接法，示波器上将显示如图517所示的传输特性曲线。Q点就是静态工作点，对应的电压为UCQ2，当Uid增加时，UC1随Uid线性减少，UC2随Uid线性增加，但始终保持UC1+UC2=UCQ2的关系不变。所以，此传输特性可以用来设置差分放大器的静态工作点，观测电路的对称性。



图516测量差模传输特性接线图




图517差模传输特性曲线


2. 差模特性
当差分放大器的两个输入端输入一对差模信号(大小相等、极性相反)时，与差分放大器4种接法所对应的差模电压增益Aud、差模输入电阻Rid、差模输出电阻Rod的关系如表52所示。
表52说明，4种连接方式中，双端输出时的差模特性完全相同，单端输出时的差模特性也完全相同。不论是双端输入还是单端输入，其差模输入电阻Rid均相同。


表52差分放大器4种接法的差模特性



连接方式差模电压增益差模输入电阻差模输出电阻

双端输入双端输出Aud≈-βR′LRb1+rbe

(忽略Rp的影响)

R′L=Rc∥ RL2 
Rid=2(Rb1+rbe)

(忽略Rp的影响)

rbe≈300+(1+β)26mVIE1
Rod=2Rc

单端输入双端输出同双端输入双端输出同双端输入双端输出Rod=2Rc

续表


连接方式差模电压增益差模输入电阻差模输出电阻

双端输入单端输出
Aud≈1-βR′L2(Rb1+rbe)

R′L=Rc∥RL同双端输入双端输出Rod=Rc

单端输入单端输出
同双端输入单端输出
同双端输入双端输出Rod=Rc


差模电压增益Aud的测量方法： 输入差模信号为Uid=20mV，fi=100Hz正弦波，设差分放大器为单端输入双端输出接法。用双踪示波器分别观测UC1和UC2，它们应是一对大小相等、极性相反的不失真正弦波。用晶体管毫伏表或示波器分别测量UC1和UC2的值，则差模电压增益为

Aud=UC1+UC2Uid
(541)

如果是单端输出，则

Aud=UC1Uid=UC2Uid
(542)

如果测得UC1与UC2不相等，说明放大器的参数不完全对称。如果UC1与UC2相差较大，应重新调整静态工作点，使电路性能尽可能对称。
差模输入电阻Rid和差模输出电阻Rod的测量方法与基本设计实验的单管放大器输入电阻Ri和输出电阻Ro的测量方法相同。
3. 共模特性
当差分放大器的两个输入端输入一对共模信号(大小相等、极性相同的一对信号，如漂移电压、电源波动产生的干扰等)ΔUic时，有以下共模特性。 
双端输出时，由于同时从两管的集电极输出，如果电路完全对称，则输出电压ΔUC1≈ΔUC2，共模电压增益为

Auc=ΔUocΔUic≈ΔUC1-ΔUC2ΔUic=0(543)

如果恒流源电流恒定不变，则ΔUC1=ΔUC2≈0，则Auc≈0。说明差分放大器双端输出时，对零点漂移等共模干扰信号有很强的抑制能力。
单端输出时，由于只从一个管的集电极输出电压ΔUC1或ΔUC2，则共模电压增益为

Auc=ΔUC1ΔUic=ΔUC2ΔUic≈R′L2R′e(544)

其中，R′e为恒流源的交流等效电阻，即

R′e=rce31+β3Re3rbe3+RB+Re3
(545)

rbe3=300Ω+(1+β)26mVIE3(546)

RB=R∥Re4(547)


其中，rce3为T3的集电极输出电阻，一般为几百千欧姆。
由于R′eR′L，则共模电压增益Auc＜1。所以，差分放大器即使是单端输出，对共模信号也无放大作用，仍有一定的抑制能力。
常用共模抑制比表征差分放大器对共模信号的抑制能力，即

KCMR=AudAuc(548)

或

KCMR=20lgAudAucdB
(549)

KCMR越大，说明差分放大器对共模信号的抑制力越强，放大器的性能越好。
共模抑制比KCMR的测量方法如下： 当差模电压增益Aud的测量完成后，将放大器的①端与②端相连接，输入Uic=500mV，fi=100Hz的共模信号。如果电路的对称性好，恒流源恒定不变，则UC1和UC2的值近似为零，示波器观测UC1和UC2的波形，近似于一条水平直线。共模放大倍数Auc≈0,则共模抑制比KCMR为

KCMR=AudAuc≈∞
(550)

如果电路的对称性不好或恒流源不恒定，则UC1和UC2为一对大小相等、极性相反的正弦波，用交流毫伏表测量UC1和UC2，则共模电压增益为

A′uc=UC1+UC2Uic 或 A′uc=UC1Uic(单端输出时)(551)

放大器的共模抑制比KCMR为

KCMR=20lgAudAucdB
(552)

由于A′uc1，所以放大器的共模抑制比也可以达到几十分贝。在要求不高的情况下，可以用一个固定电阻代替恒流源，T1和T2也可采用特性相近的两只晶体管，而不一定要用对管，可以通过调整外参数使电路尽可能对称。
5.2.4设计举例
设计一个具有恒流源的单端输入双端输出差动放大器。
已知： +VCC=+12V，-VEE=-12V，RL＝20kΩ，Uid＝20mV。
性能指标要求： Rid＞20kΩ，Aud≥20，KCMR＞60dB。
1. 确定电路连接方式及晶体管型号
设计要求共模抑制比较高，即电路的对称性好，所以采用集成差分对管BG319或FHIB。BG319内部有4只特性完全相同的晶体管，引脚如图518所示。FHIB内部有两只特性完全相同的晶体管，引脚如图519所示。图520所示为具有恒流源的单端输入双端输出差分放大器电路，其中T1、T2、T3、T4为BG319晶体管，在图示仪上测量β1=β2=β3=β4=60。


图518BG319引脚图




图519FHIB引脚图




图520设计举例题的实验电路


2. 设置静态工作点计算元件参数
差动放大器的静态工作点主要由恒流源Io决定，故一般先设定Io。Io取值不能太大，Io越小，恒流源越稳定，漂移越小，放大器的输入阻抗越高。但也不能太小，一般为几毫安。
这里取Io=1mA，由式(539)得

IR=Io=1mA(553)
IC1=IC2=Io/2=0.5mA(554)
rbe=300Ω+(1+β)26mVIo/2=3.5kΩ(555)


要求Rid＞20kΩ， 由表52可得

Rid=2(Rb1+rbe)＞20kΩ
(556)

则
Rb1＞6.5kΩ
(557)

取

Rb1=Rb2=6.8kΩ
(558)

要求Aud＞20，由表52可得

Aud=-βR′LRb1+rbe>20(559)

取

Aud=30(560)

则 

R′L=6.7kΩ(561)

由表52得

R′L=Rc∥RL2(562)
则

Rc=R′L×RL2RL2-R′L=20.3kΩ(563)

取

Rc1=Rc2=20kΩ(564)
由式(540)得

UC1=UC2=VCC-ICRc=2V(565)

UC1、UC2分别为T1、T2集电极对地的电压，而基极对地的电压UB1、UB2则为

UB1=UB2=ICβRb1=0.08V≈0V(566)
则

UE1=UE2=-0.7V
(567)
射极电阻不能太大，否则负反馈作用太强，使得放大器增益很小，一般取100Ω左右的电位器，以便调整电路的对称性，现取Rp1=100Ω。
对于恒流源电路，其静态工作点和元件参数计算如下。 

IR=Io=-VEE+0.7VR+Re
(568)
则

R+Re=12.7kΩ(569)
射极电阻Re一般取几千欧，这里取Re3+Re4=2kΩ，则R=9kΩ。为方便调整Io，R用5.1kΩ固定电阻与10kΩ电位器Rp2串联。
3. 静态工作点的调整方法
输入端①接地，用万用表测量差分对管T1、T2的集电极对地的电压UC1、UC2。如果电路不对称，则UC1与UC2不等，应调整Rp1，使其满足UC1=UC2，再测量电阻Rc1两端的电压，并调节Rp2，使Io=2URc1Rc1，以满足设计要求值(如1mA)。
5.2.5电路安装与调试
认真安装电路，并仔细检查后通电。
输入端①接地，用万用表测量T1、T2的集电极对地的电压UC1、UC2。若UC1≠UC2，证明电路不对称，应调整Rp1，测得③、④间电压为零，使UC1=UC2，这一过程称为调零。再测量电阻Rc1两端的电压，并调节Rp2使Io=2URc1/Rc1，满足设计要求值(如1mA)。由于Io为设定值，不一定使两只管子工作在放大状态，所以要用万用表分别测量T1、T2各极对地的电压，即UC1、UB1、UE1、UC2、UB2、UE2 。这时UBE≈0.7V,UCE应为正几伏电压。如果T1、T2已经工作在放大状态，再利用差模传输特性曲线，观测电路的对称性，并调整静态工作点Io的值。将输入端①输入差模信号Uid=200mV，其测量方法如图520所示。进一步调节Rp1、Rp2，使传输特性曲线尽可能对称。如果选用特性不太一致的晶体管作为差分对管，改变Rp1、Rp2的值仍然不能使特性曲线对称，可适当调整电路外参数，如Rc1或Rc2，使Rc1与Rc2不等，以满足传输特性曲线对称。待电路的差模特性曲线对称后，移去信号源，再用万用表测量各三极管的电压值，并记录下来，然后再计算静态工作点Io、UCE1、UCE2、UCE3、Aud、Auc、KCMR和Rid的值。
5.2.6设计任务
结合上述分析，提供3个差动放大器的备选设计任务及具体技术指标要求。
1. 设计选题A
设计一个双端输入双端输出差动式直流放大电路，要求当输入信号Uid=100mV时，输出电压不小于2V，KCMR＞40dB。设计条件： 信号源是平衡输出，内阻R内=40kΩ，负载电阻RL=120kΩ。
2. 设计选题B
设计一个带有恒流源的单端输入单端输出的差动放大器。已知电源电压为+12V，输入信号是频率为1kHz，幅值为20mV的交流信号，负载电阻RL=20kΩ,要求Rid＞10kΩ,Aud＞15,KCMR＞50dB。以上两个选题提供的差分对管为BG319或FHIB。
3. 设计选题C
用集成模拟乘法器MC1496设计实现一个双端输入单端输出的差动放大器，其他要求同设计选题B。
注意： MC1496为双差分对模拟乘法器，其内部电路和引脚排列如图521所示。T1和T2、T3和T4、T5和T6为3对差分对管，T7、T8、T9组成多路恒流源电路。利用T1、T2、T5或T3、T4、T6可构成具有恒流源的差分放大电路。


图521MC1496内部电路及引脚排列


5.2.7实验研究与思考题
(1) 差动放大器中两管及元件对称对电路性能有何影响？
(2) 为什么电路在工作前要进行零点调整？
(3) 恒流源的电流Io取大一些好还是小一些好？
(4) 用一个固定电阻Re=1kΩ代替恒流源电路，即将Re跨接在负电源和电位器Rp1滑动端之间，输入共模信号Uic=500mV，观察UC1与UC2波形，其大小、极性和共模抑制比KCMR与恒流源电路相比有何区别？为什么？
(5) 可否用交流毫伏表跨接在输出端③与④之间(双端输出时)测差动放大器的输出电压Uod？为什么？
(6) 用一根短路线将Rp1短接，传输特性曲线有何变化？为什么？如果用两只100Ω的电阻代替Rp1，传输特性又如何变化？为什么？
5.3RC正弦波振荡电路
用集成运算放大器所构成的正弦波振荡电路有RC桥式振荡电路、RC移相振荡电路、正交式正弦波振荡电路和RC双T振荡电路等多种形式。最常采用的是RC桥式振荡电路，它适合产生1MHz以下的低频振荡信号。本节介绍常用的RC桥式振荡电路的设计方法，并通过实验掌握其调试技能。
5.3.1设计任务与要求
下面对RC正弦波振荡电路提出具体设计任务、技术指标及要求。
1. 任务
设计一个RC正弦波振荡电路。其正弦波输出要求为： 
(1) 振荡频率500Hz； 
(2) 振荡频率测量值与理论值的相对误差小于±5%； 
(3) 电源电压变化为±1V时，振幅基本稳定； 
(4) 振荡波形对称，无明显非线性失真。
2. 要求
(1) 根据设计要求和已知条件确定电路方案，计算并选取各元件参数。
(2) 测量正弦波振荡电路的振荡频率，使之满足设计要求。
5.3.2设计原理与参考电路
下面着重介绍RC桥式振荡电路。
1. 电路工作原理
RC桥式振荡电路由RC串并联选频网络和同相放大电路组成，如图522所示。图522中，RC选频网络形成正反馈电路，并由它决定振荡频率f0，Ra和Rb形成负反馈回路，由它决定起振的幅值条件和调节波形的失真程度与稳幅控制。


图522RC桥式振荡电路



在满足R1=R2=R,C1=C2=C的条件下，该电路的振荡频率为

f0=12πRC(570)
起振幅值条件为

Auf1=Ra+RbRa≥3(571)
RbRa≥2(572)


其中，Rb=R4+R3∥rd，rd为二极管的正向动态电阻。
2. 参数确定与元件选择
一般来说，设计振荡电路就是要产生满足设计要求的振荡波形。因此，振荡条件是设计振荡电路的主要依据。
设计如图522所示的振荡电路，需要确定和选择的元件如下。 
(1) 确定R、C值。根据设计所要求的振荡频率f0，先确定R与C之积，即

RC=12πf0(573)
为了使选频网络的选频特性尽量不受集成运算放大器的输入电阻Ri和输出电阻Ro的影响，应使R满足

RiRRo(574)

一般Ri为几百千欧姆以上(如LM741型Ri≥0.3MΩ)，而Ro仅为几百欧以下。初步选定R之后，计算出电容C值，再复算R的取值是否能满足振荡频率的要求。考虑到电容C的标称档次较少，也可以先初选电容C，再计算电阻R。
(2) 确定Ra和Rb。电阻Ra和Rb应由起振的幅值条件确定。由式(572)可知，Rb≥2Ra，通常取Rb=(2.1~2.5)Ra，这样既能保证起振，又不致产生严重的波形失真。
此外，为了减小输入失调电流和漂移的影响，电路还应满足直流平衡条件，即

R=Ra∥Rb(575)

于是可导出

Ra=3.12.1~3.52.5R
(576)
(3) 确定稳幅电路及元件值。常用的稳幅方法是利用Auf随输出电压振幅上升而下降(负反馈加强)的自动调节作用实现稳幅。因此，Ra可选用正温度系数的电阻(如钨丝灯泡)，或Rb选用负温度系数的电阻(如热敏电阻)。
在图522所示的电路中，稳幅电路由两只正反向并联的二极管D1、D2与电阻R3并联组成，利用二极管正向动态电阻的非线性实现稳幅，为了减小因二极管特性的非线性而引起的波形失真，在二极管两端并联小电阻R3，这是一种最简单易行的稳幅电路。
在选取稳幅元件时，应注意： 
① 稳幅二极管D1、D2宜选用特性一致的硅管；
② 并联电阻R3的取值不能过大(对削弱波形失真不利)，也不能过小(稳幅效果差)，实践证明，R3≈rd时效果最佳，通常R3取3~5kΩ即可。
当R3选定后，R4的阻值可由式(577)求得。

R4=Rb-(R3∥rd)≈Rb-R32(577)

(4) 选择集成运算放大器。振荡电路中使用的集成运算放大器除要求输入电阻高、输出电阻低外，最主要的是运算放大器的增益带宽积(G·BW)应满足

G·BW＞3f0(578)

若设计要求的振荡频率f0较低，则可选用任意型号的运算放大器(如通用型)。
(5) 选择阻容元件。选择阻容元件时，应注意选用稳定性较好的电阻和电容(特别是串并联回路的R和C)，否则将影响频率的稳定性。此外，还应对RC串并联网络的元件进行选配，使电路中的电阻、电容分别相等。
5.3.3实验内容与步骤
实验参考电路如图522所示。
(1) 根据已知条件和设计要求计算和确定元件参数，并在实验电路板上搭接电路，检查无误后接通电源，进行调试。
(2) 调节反馈电阻R4，使电路起振且波形失真最小，并观察电阻R4的变化对输出波形uo的影响。
(3) 测量和调节参数，改变振荡频率，直至满足设计要求为止。
测量频率的方法很多，如直接测量法(频率计、TDS数字示波器均可)、测周期计算频率法以及应用李沙育图形法等，测量时要求观测并记录运放反相、同相端电压uN、uP和输出电压uo波形的幅值与相位关系，测出f0，计算反馈放大电路闭环电压增益Auf和反馈系数Fu。
5.3.4预习要求与思考题
(1) 复习RC正弦波振荡电路的工作原理。
(2) 根据设计任务和已知条件设计如图522所示的RC桥式振荡电路，计算并选取参数。
(3) 根据实验内容，自拟实验步骤。
(4) 在如图522所示的RC桥式振荡电路中，若电路不能起振，应调节哪个参数？如何调节？若输出波形失真，应调节哪个参数？如何调节？
5.3.5实验报告要求
(1) 原理电路的设计，内容包括： 简要说明电路的工作原理和主要元件在电路中的作用； 元件参数的确定和元器件选择。
(2) 记录并整理实验数据，画出输出电压uo和运放反相、同相端电压uN、uP的波形(标出幅值、周期、相位关系)，分析实验结果，得出相应的结论。
(3) 将实验测得的正弦波频率、输出与输入的幅值分别与理论计算值进行比较，分析产生误差的原因。
(4) 调试过程中所遇到的问题以及解决的方法。
(5) 回答思考题。
5.3.6主要元器件
(1) 集成运算放大器： LM324或LM741。
(2) 1/4W金属膜电阻： 10kΩ、20kΩ、15kΩ若干。
(3) 可调电阻： 30kΩ。
(4) 瓷片电容： 0.03μF/25V×2。
(5) 二极管： 1N4001×2。
5.4场效应管放大电路
根据设计任务及技术指标要求，可选取结型场效应管或绝缘栅型场效应管进行电路设计、验证及测试等。
5.4.1实验目的
(1) 掌握场效应管的输出特性、转移特性、主要性能参数及其测试方法。
(2) 学习场效应管源极跟随器的设计方法和安装测试技术。
5.4.2实验原理
1. 场效应管的特点

场效应管也是半导体器件，与晶体管相比具有以下特点。
(1) 场效应管是电压控制器件。晶体管的输出电流受输入电流的控制，而场效应管的漏极电流受输入输出电压UGS的控制。
(2) 场效应管的输入电阻极高，可达到105~1015Ω； 而一般晶体管的输入电阻则小得多。
(3) 场效应管为单极型导电，即电子或空穴单独导电； 晶体管为双极型导电，即电子或空穴同时导电。
(4) 噪声系数NF小。


图523N沟道结型场效应管
工作原理


2. 场效应特性曲线及主要参数测试方法
图523所示为N沟道结型场效应管工作原理。由于栅(G)源(S)之间的PN结加的是反向偏压，不存在栅流，输入阻抗很高，所以它没有输入特性，它是利用栅源之间的电压UGS控制漏极(D)电流ID； 它仅有描述栅极电压和漏极电流关系的转移特性以及描述漏极电流与漏极电压关系的输出特性(漏极特性)，后者与晶体管的输出特性相似。
1) 转移特性(UGSID)曲线
测量转移特性原理的电路如图524所示。现在以N沟道结型场效应管为例进行讨论。
测量时，先固定一个电压UDS1，然后改变UGS就可得出一组对应的ID值。根据这一组UGS与ID的对应数值，就可画出一条转移特性曲线，如图525所示。然后令UDS为UDS2，可得另一组UGS与ID的对应数据，画出另一条曲线。由图525可见，在电流较小时，两条曲线是重合在一起的，只有电流较大时两条曲线才稍微分开，实际的曲线是极其接近的，因此一般只画出一条曲线。在转移特性曲线上可以定义出几个重要参数。


图524测量转移特性原理的电路




图525转移特性曲线


(1) 夹断电压UGS(off)。
场效应管的夹断电压UGS(off)是指栅源之间耗尽层扩展到沟道夹断时所必需的栅源电压值。测量方法： 当UDS为某一定值，如10V时，改变UGS值，使ID=50μA，对应的UGS值就是夹断电压UGS(off)。结型场效应管的UGS(off)为负，一般UGS(off)＜9V。
(2) 饱和漏电流IDSS。
饱和漏电流IDSS是指场效应管工作在放大状态时输出的最大电流。测量方法： 当UGS=10V时，对应的漏极电流就是饱和漏电流IDSS。一般结型场效应管的IDSS＜10mA。
有了以上两个参数之后，转移特性曲线也可以用下面的表达式描述。

ID=IDSS1-UGSUGS(off)2
(579)

当测出IDSS和UGS(off)后，也可以用计算法画出转移特性曲线。
场效应管除了以上两个重要参数之外，还有一个重要参数——跨导gm，它是表征场效应管放大能力的一个重要参数。gm越大，放大能力越强。它的定义为ID对UGS的变化率，即

gm=-dIDdUGSUDS=常数=-2IDSSUGS(off)1-UGSUGS(off)
(580)

此参数为转移特性曲线上各点的斜率。当静态工作点一定时，gm为某固定值，可在手册中查询参考值。由于曲线在较大范围内接近直线，因此gm在曲线较大范围内是接近的。从物理意义上讲，gm为UDS一定时栅极电压变化所引起的漏极电流的变化量。
利用图示仪求gm时，可在转移特性上通过静态工作点附近找两点，为了减少噪声系数NF，通常静态工作点选在13~12IDSS。例如，图526所示的A点与B点，A点对应着UGSA和IDA，B点对应着UGSB和IDB，则

gm=ΔIDΔUGS=-IDA-IDBUGSA-UGSB(581) 

也可在曲线上测出IDSS和UGS(off)。
2) 漏极特性
漏极特性是以UGS为参量，改变UDS测得ID，画出对应的IDUDS曲线。测量电路如图524所示，漏极特性曲线如图527所示。可以看出，它与晶体管输出特性相似，只是参量不同。



图526利用图示仪求gm




图527漏极特性曲线


特性曲线分为3个区间。
(1) Ⅰ区——可变电阻区。
在这个区域中，电流ID随UGS增大而上升，此时沟道变宽，导电面积加大，沟道电阻减小； 当UDS一定时，ID随UGS增大而增大。反之UGS越负，沟道电阻越大，电流越小。
(2) Ⅱ区——饱和区。
在这个区域中，电流ID随UDS的变化是极其缓慢的，可以说ID基本上与UDS无关，因为UDS的变化只能改变预夹断点的位置，不能改变沟道中电场强度，ID仅随UGS的变化而变化。UGS上升，ID增大； UGS下降，ID减小； 当UGS下降到等于夹断电压时，ID=0。可见UGS对ID有较好的控制作用，这个区域是工作区域，也能说明场效应管为压控元件。场效应管作为放大器时，就工作在这一区域。
(3) Ⅲ区——击穿区。
电压UDS过大时，将使PN结击穿，电流ID猛增，曲线上翘，管子将不能正常工作，甚至烧毁。工作时要避免进入此区域。


图528自给偏压偏置电路


3. 放大电路
电子场效应管也具有放大作用，如果不考虑物质本质上的区别，可把场效应管的栅极(G)、源极(S)、漏极(D)分别与晶体三极管的基极(B)、发射极(E)、集电极(C)相对应。场效应管放大电路和晶体管放大电路相似，也有共源、共漏、共栅之分，最常用的是共源电路和共漏(源极输出器)电路，其电路结构与晶体管电路也基本相同。偏置电路稍复杂些，分为固定偏置电路、自给偏压偏置电路和分压式偏置电路等，应根据场效应管的结构情况区分使用。比较常见的自给偏压偏置电路如图528所示。
图528中，偏压由RS、CS自偏电路产生。可知

UGSQ=-IDQRS(582)
其中，IDQ由式(579)决定。
前面已指出，Q点一般选在特性曲线13~12IDSS。当Q点选定后，UGSQ、IDQ已知，RS即可求出。
RS为栅漏电阻，它构成了栅极与源极之间的直流通路，但由于场效应管基本上不存在栅流，放大器的输入电阻就是RG。R为测量输入电阻所设，其他元件的作用和晶体管放大电路是一样的。

Au=UoUi=IDR′DUi=-gmR′D
(583) 
其中，gm为工作点处的跨导。

R′D=RD∥RL

Ri=RG

Ro=RD

图529所示的结型场效应管源极跟随器的特点是输入阻抗特别高，输出阻抗低，电压放大倍数近似为1，常被用在测量仪器的输入端，起阻抗变换的作用。该电路采用电阻分压式偏置电路，再加上源极电阻RS，产生很深的直流负反馈，因此电路的稳定性很好。当RGRG1和RG2时，基本关系式为

UGQ=RG2RG1+RG2VDD(584)
USQ=IDQRS(585)
UGSQ=UGQ-USQ=RG2RG1+RG2VDD-IDQRS(586)
Ri=RG+RG1∥RG2(587)
Ro=1gm∥RS=RS1+gmRS(588)
Au=gmRS1+gmRS(589)




图529结型场效应管源极跟随器



当gmRS1时，Au≈1。若源极输出器接负载电阻RL，则

Au=gmR′S1+gmR′S(590)

其中

R′S=RS∥RL(591)

5.4.3设计举例
设计一个场效应管源极跟随器。已知所用电源电压VDD=+12V，场效应管自选，要求输入电阻Ri＞2MΩ，Au≈1,Ro＜1kΩ。
(1) 根据设计要求，场效应管可选结型场效应管或绝缘栅型场效应管。这里选结型场效应管3DJ6F。
(2) 采用如图529所示的结型场效应管源极跟随器电路。
(3) 场效应管的静态工作点要借助转移特性曲线来设置。利用图示仪测得3DJ6F的转移特性曲线如图529(b)所示。根据Q点一般选在特性曲线
13~12IDSS的原则，取静态工作点Q，其对应的参数分别为

UGS(off)=-4V， IDS=-3mA， IDQ=1.5mA
UGSQ=1V， gm=ΔIΔUGS=2mS


因为要求Au≈1，即空载时要求gmRS1， 所以可得

RS1gm=0.5kΩ

取标称值

RS=5.6kΩ

由式(585)得

USQ=IDQRS=8.4V

由式(586)得

UGQ=UGSQ+USQ=9.4V

由式(584)得

RG2RG1+RG2≈UGQVDD=0.78

若取RG2=75kΩ，则RG1=21kΩ，可用10kΩ固定电阻与47kΩ电位器串联，用以调整静态工作点。
因设计要求Ri＞2MΩ，由式(587)得

RG≈Ri

取RG=2.2MΩ。

由式(588)得

Ro=1gm∥RS=RS1+gmRS=0.46kΩ

满足指标Ro＜1kΩ的要求。


图530复合互补源极跟随器实验电路


因本设计对频率响应未提出要求，所以只能根据已知电路元件参数选取C1和C2。场效应管的输入输出阻抗比晶体管的都要高，与晶体管放大器相比，场效应管的输入耦合电容C1的值小得多，一般取C1为0.02μF左右，这里取C1=0.022μF，C2=20μF。场效应管跟随器的输入电阻可以做得很大，但输出电阻不是很小，比晶体管射极跟随器的输出电阻大得多。因为受互导gm的限制，输出电阻一般为几百欧姆。如果采用如图530所示的复合互补源极跟随器电路，可获得较小的输出电阻，其阻抗变换系数RiRo比图529所示的场效应管源极跟随器要大得多。
对于如图530所示电路，利用微变等效电路分析表明，电路的输入电阻Ri、输出电阻Ro及电压放大倍数Aum的表达式如下。

Ri=RG［1+(1+β′)gmR′］
(592)
其中

R′=RS∥RG1∥RG2(593)
β′=βRDRD+rbe(594) 
Ro=RC+(1+gmRC)R′1+(1+β′)gmR′(595)
Aum=gmβ′RC+(1+β′)gmR′1+(1+β′)gmR′(596)


如果

gmβ′RC=1
(597)
则

Aum≈1
(598)

若增大RC，使gmβ′RC1，则电压放大倍数Au＞1，说明该电路还可以用作放大倍数大于1的高输入阻抗的同相放大器。这种电路常被用作高灵敏度测量仪器的输入级电路。
5.4.4安装与调试
1. 静态工作点的调整和测试

连接自己设计的场效应管源极跟随电路，结型场效应管的栅源极不能接反，静态时UGS＜0。由于场效应管的输入阻抗很高，测量UGQ时，一般是测量电阻RG2对地的电压URG2，即UGQ≈URG2。采用等效内阻较高的仪表测量直流电压UGQ和USQ，防止仪表内阻对被测电压产生影响。调整RG1，使静态工作点UGQ、USQ和IDQ满足设计要求。
2. 动态性能指标的测试
性能指标Ri、Ro、Δf和Au的测试方法参见之前的实验。输入信号后，若输出波形底部或顶部没有同时出现失真，说明电路的静态工作点没有设置在合适的位置，可重新调整静态工作点，使输出波形底部或顶部同时出现失真，说明此时源极跟随器跟随范围最大。因场效应管的实际转移特性与用图示仪测得的转移特性有一定误差，故本实验测量值与理论计算值误差可能较大。
5.4.5设计任务
1. 设计选题A

设计一个场效应管源极跟随器。场效应管自选，已知Ui=300mV,RL=2kΩ,VDD=+15V。 要求Au≈1，Ri>2MΩ,Ro<1kΩ,Δf=50Hz~500kHz。
2. 设计选题B
设计一个Au=10的场效应管共源放大电路。已知所用电源电压为VDD=+18V。
3. 设计选题C
设计一个Au=10的绝缘栅型场效应管共源放大电路。已知输入信号有效值Ui=150mV,RL=20kΩ，选3DOID型场效应管，其参数为IDSS=0.35mA(UDS=10V),gm=1mS,UGS(off)=-1.5V。
5.4.6要求
查阅资料，总结场效应管的使用注意事项。
5.4.7实验研究与思考题
(1) 场效应管源极跟随器与晶体管射极跟随器各有哪些优缺点和用途？
(2) 为什么场效应管的电压放大倍数一般没有晶体管的电压放大倍数大？
(3) 测量场效应管源极跟随器的静态工作点UGQ、USQ、UGSQ和IDQ时，采用什么方法？对测试仪表有什么要求？
(4) 测量场效应管放大电路输入电阻Ri时，应考虑哪些因素？为什么？
(5) 为什么场效应管输入端的耦合电容C1一般只需0.02μF左右，比晶体管的耦合电容小得多？
(6) 在设计举例的源极跟随器电路中，为什么要接电阻RG构成分压式偏置电路？
(7) 场效应管源极跟随器的频率响应、跟随范围与哪些参数或因素有关？为什么？
5.5模拟运算电路
利用集成运算放大器可以构成加、减、乘、除、乘方、开方、积分、微分等各种模拟运算电路，在许多实时控制和物理量的检测中有着非常广泛的应用前景。本实验着重讨论最基本的比例、加、减与积分运算电路。
5.5.1设计任务与要求
1. 任务

设计一个能实现下列运算关系的运算电路(任选其一)。 

uo=4ui1-2ui2(599)
u′o=-0.1∫(4ui1-2ui2)dt(5100)

该电路满足下列技术要求。 
输入电阻

Ri＞10kΩ(5101)

各级的输出失调电压

UOO≤5mV(5102)

输入信号： 方波ui1，重复频率为100Hz，幅度自选； 直流电压ui2，幅值为1.5V。
2. 要求
(1) 确定电路方案，计算并选取外电路的元件参数。
(2) 对集成运算放大器进行静态测试、调零和消除自激振荡。
(3) 用示波器分别测试ui1、ui2和各级的输出电压，分析是否满足函数式的要求。
(4) 输入信号ui1改为f=100Hz的正弦交流信号(ui2为直流电压不变)，测试u′o的输出波形。
5.5.2设计原理与参考电路
分析了多种运算电路的原理，并提供了设计参考电路。
1. 比例运算电路
1) 电路工作原理
比例运算(反相比例运算与同相比例运算)是一种应用最广泛的基本运算电路。根据集成运算放大器的基本原理，理想条件下比例运算电路的闭环特性如表53所示。


表53理想条件下比例运算电路的闭环特性



电路及参量反相比例运算同相比例运算备注

原理电路


闭环电压增益Auf
-RfR1 
1+RfR1

闭环带宽BWf
Auo·BW·R1Rf
AuoAuf·BW
Auo为开环电压增益，Auf为闭环电压增益，BW为开环带宽

输入电阻RifR1
R1(1+AuoFu)
R1为差模输入电阻，Fu为反馈系数

输出电阻Rof≈0 

平衡电阻Rp=R1∥Rf
R2=R1∥Rf


2) 参数确定与元件选择
在设计比例运算电路时，通常是根据已知的闭环电压增益Auf、输入电阻Rif、闭环带宽BWf、最大输出电压Uomax、最小输入电压Uimin等条件选择运放和确定外电路的元件参数。方法如下。 
(1) 选择集成运算放大器。选择集成运算放大器时，首先应查阅产品手册，了解运放的主要性能，如开环电压增益Auo、开环带宽BW、输入失调电压UIO、输入失调电流IIO、输入偏置电流IIB、最大输出电压Uomax、差模输入电阻Rid和输出电阻Rod等，并注意以下几点。
为了减小闭环增益误差，提高放大电路的工作稳定性，应尽量选用失调温漂小、开环电压增益高、输入电阻高、输出电阻低的运算放大器。此外，为减少放大电路的频率失真和相位失真(动态误差)，集成运算放大器的增益带宽积G·BW和转换速度SR必须满足

G·BW＞Auf·BWf(5103)

SR＞2πfmaxUomax(5104)


其中，fmax为输入信号最高工作频率； Uomax为最大输出电压幅值。
对于同相比例运算电路，还要特别注意共模信号输入的问题。也就是说，要求集成运算放大器允许的共模输入电压范围必须大于实际的共模输入信号幅值，并要求有很高的共模抑制比。
(2) 选择Rf。反馈电阻Rf的最大值由允许的输出失调电压UOO和输入失调电流IIO决定。即

Rf=UOOIIO
(5105)

其中，IIO的大小由已选定的运算放大器给定； UOO为设计要求值。若未提出此项要求，则Rf可在低于1MΩ的范围内取任意值。不过Rf值不宜过大，否则误差电压过大； Rf也不能过小，因为Rf是放大电路的一个负载，若过小，运算放大器易过载(输出uo为定值)。
(3) 选择R1和Rp。参照表53可直接求出R1和平衡电阻Rp。
(4) 选择电阻元件。运算电路中电阻的精度是决定运算精度的主要因素，因此要精心选配电阻，并要选用误差较小的金属膜电阻。
2. 加法运算电路
1) 电路工作原理
根据输入信号是从反相端输入还是从同相端输入，加法运算电路可分为反相加法电路和同相加法电路两种，如图531和图532所示。


图531反相加法电路




图532同相加法电路


理想条件下，图531所示反相加法电路的输出电压与输入电压的关系为

uo=-RfR1ui1+RfR2ui2+RfR3ui3
=-(Auf1ui1+Auf2ui2+Auf3ui3)
(5106)

平衡电阻为

Rp=R1∥R2∥R3∥Rf
(5107)

同理，在理想条件下，图532所示同相加法电路的输出电压与输入电压的关系为

uo=1+RfR4Rp1R1ui1+1R2ui2+1R3ui3， Rp=R1∥R2∥R3
(5108)

由式(5108)可知，Rp与每个回路的电阻有关，因此要满足一定的比例系数时，电阻选配较困难，调节不太方便。
2) 参数确定与元件选择
根据设计要求和已知条件，选择集成运算放大器和确定外电路的元件参数，需要注意的是，在加法运算电路中，输出电压的峰峰值不能超出运算放大器最大输出电压范围Uomax。图531所示的反相加法电路中运放正常工作，必须满足

-(Auf1ui1+Auf2ui2+Auf3ui3)≤Uomax
(5109)

电阻R1、R2、R3的选择可由式(5106)或式(5108)确定。
3) 设计举例
设计一个能完成uo=-(1.5ui1+2.5ui2+ui3)的运算电路。要求输出失调电压UOO≤±5mV，计算各元件参数值(运放采用通用型LM741)。
根据设计要求，选定图531所示反相加法电路为设计电路。查看手册，LM741的输入失调电流IIO≤200nA，若IIO=100nA，则

Rf=UOOIIO=0.05V100×10-9A=50kΩ (取51kΩ)

按式(5106)分别计算R1、R2、R3。

R1=RfAuf1=51kΩ1.5=34kΩ(取33kΩ)
R2=RfAuf2=51kΩ2.5=20.4kΩ(取20kΩ)
R3=RfAuf3=51kΩ1=51kΩ


按式(5107)计算Rp。

Rp=R1∥R2∥R3∥Rf

=33∥20∥51∥51=8.4kΩ(取8.2kΩ)


以上所取电阻值均为标称值，填入表53即可。
3. 减法运算电路
减法运算电路可以利用差分电路由单运放实现，也可以利用反相信号求和由双运放实现，如图533所示，在理想条件下，输出电压与输入电压的关系为
uo=Rf1Rf2R1R2ui1-Rf2R3ui2
(5110)

当R2=R3时，有

uo=Rf2R2Rf1R1ui1-ui2
(5111)

平衡电阻 

Rp1=R1∥Rf1(5112)
Rp2=R2∥R3∥Rf2(5113)




图533双运放减法运算电路


与单运放减法运算电路相比，双运放减法运算电路不仅克服了外电路电阻值不易计算与调整的缺点，还降低了对运放本身共模抑制比的要求。
4. 积分运算电路
同相输入和反相输入均可构成积分电路。下面仅介绍与反相积分电路设计有关的问题。
1) 电路工作原理
反相积分运算电路如图534所示。在理想条件下，输出电压为

uo=-1RC∫uidt
=-1τ∫uidt(5114)


当ui为阶跃电压uS时，输出电压为

uo=-1RCuSt
=-uSτt
(5115)




图534反相积分运算电路


此时输出电压uo是时间的线性函数，其斜率与输入电压成正比，与时间常数τ成反比。当应用图534所示电路进行积分运算时，应尽量减小由于集成运算放大器的非理想特性而引起的积分漂移(积分误差)。针对这种情况，在如图534所示的反相积分电路中接入静态平衡电阻Rp(Rp=R)，用来补偿偏置电流所产生的失调。实际应用电路中，往往在积分电容C的两端并联积分漂移泄放电阻Rf，用于防止积分漂移所造成的积分器饱和或截止现象。但是Rf对电容C的分流作用会引入新的积分误差，为了减小此误差，必须满足RfCRC。通常选取Rf≥10R。
2) 参数确定和元件选择
积分运算电路的积分误差除了与积分电容的质量有关外，主要是集成运算放大器参数的非理想性所致。因此，为了减小积分误差，应选用输入失调参数小，开环增益高、输入电阻高、开环带宽较宽的运算放大器。
(1) 确定积分时间常数τ。
积分时间常数τ是决定积分器工作速度的主要参数，τ值越小，工作速度越高。但是τ取值不允许选得太小，因为受到集成运算放大器最大输出电压Uomax的限制，τ与Uomax之间必须满足

τ≥1Uomax∫t0uidt
(5116)

其中，t为积分时间； 当ui为阶跃电压uS时，则要求

τ≥uSUomaxt
(5117)
可知，τ越大，积分器输出越小； 相反，τ越小，集成运算放大器的输出在不到积分时间t时将可能出现饱和现象。
当ui为正弦输入信号ui=Uimsinωt时，有

uo=-1τ∫Uimsinωtdt

=-Uimτωcosωt(5118)


为了不产生波形失真，必须满足

Uimτω≤Uomax
(5119)

即

τ≥UimUomaxω
(5120) 

对于正弦输入信号的积分电路，时间常数τ的选择不仅受到集成运算器最大输出电压Uomax的限制，而且与信号频率有关，频率越低，τ应越大。
(2)  确定积分元件R和C。
当积分时间常数τ确定之后，可进一步确定R和C。首先可根据积分电路对输入电阻Ri的要求，确定R值(R=Ri)。电阻R的取值确定后，满足τ值的积分电容C即可求出。但要注意，积分电容C值不宜过大，若过大，使泄漏电阻相应增大，增大了积分误差； 电容量也不宜过小，若C值过小，积分漂移显著。所以，一般积分电容选在0.01~1μF为宜。
(3) 选择阻容元件。
为提高积分精度，应选用高质量的积分电容和高精度的积分电阻，如选用聚苯乙烯电容或聚四氟乙烯电容均可。如果积分时间常数过小，选用云母电容也能得到较好的结果。
3) 设计举例
设计一个反相积分电路，电路如图534所示。已知输入脉冲方波的幅值为2V，周期为T=5ms，积分电路输入电阻Ri＞10kΩ。采用LM741型运算放大器，要求计算并选取各元件参数。
查看手册，LM741型运算放大器的最大差模输入电压Uidmax≤±30V，最大共模输入电压Uicmax≤±15V，最大输出电压Uomax可取±10V，积分时间t=T/2=2.5ms。由式(5117)确定积分时间常数为

τ≥uSUomaxt=2V10V×2.5ms=0.5ms

取τ=1ms。
为了满足输入电阻Ri＞10kΩ的要求，取积分电阻R=10kΩ，则积分电容为

C=τR=0.1μF

积分漂移泄放电阻Rf为

Rf≥10R=100kΩ

平衡电阻Rp为

Rp=R∥Rf=9kΩ

5.5.3实验内容与步骤
(1) 根据已知条件和设计要求，选定电路方案，包括比例运算电路、加减运算电路和积分运算电路，画出原理电路图，并计算与选取各元件参数。
(2) 在实验电路板上组装所设计的电路。检查无误后，接通电源进行调试。调试时要注意，对于有一个以上基本运算单元的电路要逐级进行单独调试。
(3) 比例运算电路的调试。
① 调零与消除自激振荡。
② 输入频率为100Hz的方波信号ui1，调节方波幅度，用示波器分别测量与记录ui1和uo1的波形，标出其幅值、周期和相位关系，研究uo1与ui1的关系式，并与理论值uo1=4ui1比较。
(4) 第2级加减运算电路的调试。ui2为1~2V的直流电压，此直流电压可由+5V直流电源用电组分压所得，也可采用可调电阻调压。正常工作时，uo2=4ui1-2ui2=uo1-2ui2。
(5) 积分运算电路的调试。积分运算电路的输出为u′o=-0.1∫(4ui1-2ui2)dt=-0.1∫uo2dt。
① 调零。积分运算电路的调零主要是减小积分漂移。调试步骤如下： 将输入端接地，用直流电压表监测积分器的输出电压并观察输出积分漂移的变化情况，同时反复调节调零电位器，直至积分漂移变化最小。
② 保持ui1和ui2不变，分别观察积分器输出与输入电压的波形，并记录相应的ui1、ui2、uo1、uo2、u′o的幅值和相位关系，将测量值和理论值列表比较，得出结论。
③ 保持ui1输入方波的频率不变(如100Hz)，改变方波幅度，分别观测并记录积分器输出与输入电压幅值的变化关系，确定本电路输入方波信号的幅度范围。
④  保持ui1输入方波的幅值不变(自选一个定值)，改变方波频率，分别观测并记录积分器输出与输入电压频率的变化关系，确定本电路输入方波的频率范围。
5.5.4预习要求与思考题
(1) 复习集成运算放大器基本运算电路的工作原理，熟悉集成运算放大器静态调试的内容和方法。
(2) 根据设计任务与已知条件确定实验电路，并计算和选取参数。
(3) 根据实验内容，自拟实验方法和设计步骤。
(4) 非理想运算放大器运算电路的运算误差与哪些因素有关？实验中采用哪些方法可以减小运算误差？
(5) 本实验电路输入信号ui1若改为同频率的正弦交流信号(ui2为直流电压不变)，试定性分析积分器输出u′o的波形。
5.5.5实验报告要求
(1) 原理电路的设计，内容如下。 
① 方案比较。分别画出各方案的原理图，说明其原理、优缺点以及最后选定方案。
② 主要参数的计算。
③ 元器件的选取。
(2) 记录、整理实验数据，画出各级输入与输出电压的波形图(标出幅值、周期和相位关系)，分析实验结果，确定实验电路的工作频率范围和输入方波信号的幅度范围。
(3) 定性分析产生运算误差的原因，说明在实验中采取了哪些减小运算误差的措施。
(4) 回答思考题。
(5) 心得体会与建议。
5.5.6主要元器件
(1) 集成运算放大器： LM741或LM324，1~2片。
(2) 1/4W金属膜电阻： 7.5kΩ、10kΩ、30kΩ、15kΩ、100kΩ，若干。
(3) 瓷片电容： 0.01μF。
5.6方波三角波产生电路
电子电路领域中的信号波形，除了正弦波以外，另一类就是非正弦波。非正弦波一般又称为脉冲波，如方波(占空比为50%)、矩形波、三角波都是最常见的脉冲波，它们被广泛应用在测量、自动控制、计算技术、通信等领域。本实验要求以模拟集成电路为核心元件设计一个方波三角波产生电路，通过本实验，了解集成运算放大器的波形变换及非线性应用。
5.6.1设计任务与要求
方波三角波产生电路设计任务的具体技术指标及要求如下。
1. 任务
设计一个用集成运算放大器构成的方波三角波产生电路，指标要求如下。
(1) 方波： 重复频率为500Hz，相对误差＜±5%； 脉冲幅度为±(6~6.5)V。
(2) 三角波： 重复频率为500Hz，相对误差＜±5%； 幅度为1.5~2V。
2. 要求
(1) 根据设计要求和已知条件确定电路方案，计算并选取各单元电路的元件参数。
(2) 测量产生电路输出方波的幅度和重复频率，使之满足设计要求。
(3) 测量三角波产生电路输出三角波的幅度和重复频率，使之满足设计要求。
5.6.2设计原理与参考电路
能产生方波(或矩形波)的电路形式有很多，如由门电路、集成运算放大器或555定时器组成的多谐振荡器均能产生矩形波。再经过积分电路产生三角波(或锯齿波)。下面仅介绍由集成运算放大器组成的方波三角波产生电路。
1. 简单的方波三角波产生电路
图535所示为由集成运算放大器组成的反相输入施密特触发器(即迟滞比较器)构成的多谐振荡器，RC积分电路起反馈即延迟作用，电容上的电压uC即是它的输入电压，近似于三角波，这是一种简单的方波三角波产生电路，其特点就是电路简单，但输出三角波的线性度差。


图535简单的方波三角波产生电路


该电路的有关计算式如下。
振荡周期为

T=2RCln1+2R1R2(5121)

输出三角波uC的幅度为

Ucm=±R1R1+R2UZ(5122) 

输出方波uo的幅度为

Uom=±UZ
(5123)

2. 常见的方波三角波产生电路
图536所示为由集成运算放大器组成的一种常见的方波三角波产生电路。运算放大器A1与电阻R1、R2构成同相输入施密特触发器(即迟滞比较器)。运算放大器A2与R、C构成积分电路，二者形成闭合回路。由于电容C的密勒效应，A2的输出为线性度较好的三角波。


图536常见的方波三角波产生电路


不难分析，该电路的有关计算式如下。 
振荡周期为

T=4R1RCR2
(5124) 

输出的方波uo1的幅度为

uo1m=±UZ(5125) 

输出三角波uo2的幅度为

uo2m=±R1R2UZ(5126)

3. 参数确定与元件选择
(1) 选择集成运算放大器。由于方波的前后沿与用作开关器件的运算放大器A1的转换速率SR有关，因此当输出方波的重复频率较高时，集成运算放大器A1应选用高速运算放大器，一般要求选用通用型运放即可。集成运算放大器A2的选择原则参见5.5节“积分运算电路”部分。
(2) 选择稳压二极管DZ。稳压二极管DZ的作用是限制和确定方波的幅度，要根据设计所要求的方波幅度选择稳压管的稳定电压UZ。此外，方波幅度和宽度的对称性也与稳压管的对称性有关，为了得到对称的方波输出，通常应选用高精度的双向稳压二极管(如2DW7型)。R3为稳压管的限流电阻，其值由所选用的稳压管稳压电流决定。
(3) 确定正反馈回路电阻R1与R2。在图535或图536所示电路中，R1与R2的比值均决定了运算放大器A或A1的触发翻转电平(即上、下门槛电压)，也就是决定了三角波的输出幅度。因此，根据设计要求的三角波输出幅度，可以确定R1与R2的阻值。
(4) 确定积分时间常数RC。积分元件R、C的参数值应根据方波和三角波所要求的重复频率确定。当正反馈回路电阻R1、R2的阻值确定以后，再选取电容C值，由式(5121)或式(5124)求得R。
5.6.3实验内容与步骤
实验参考电路如图536所示。
(1) 根据已知条件和设计要求，计算并确定元件参数，然后在实验电路板上搭接电路，检查无误后再接通电源进行调试。
(2) 用双踪示波器同时观察输出电压uo1、uo2的波形，分别记录其幅值、周期以及它们相互之间的相位关系。
(3) 调节积分电阻R(或改变积分电容C)，使振荡频率满足设计要求，调节R1/R2的比值，使三角波的幅值满足设计要求。
5.6.4预习要求与思考题
(1) 复习集成运算放大器波形变换与非正弦产生电路的工作原理，熟悉其设计和调试方法。
(2) 根据设计任务与已知条件，设计如图536所示方波三角波产生电路，计算并选取参数。
(3) 根据实验内容，自拟实验步骤。
(4) 在如图536所示的方波三角波产生电路中，若要求输出占空比可调的矩形脉冲，电路应做何改动？为什么？
(5) 工作于非线性状态下的运算放大器(如比较器)，调试中是否需要调零消振？为什么？
(6) 画出用RC正弦波振荡器、迟滞比较器与积分器串接以产生正弦波、方波、三角波的原理电路图。
5.6.5实验报告要求
(1) 原理电路的设计： 简要说明电路的工作原理和主要元件在电路中的作用； 元件参数的确定和元件选择。
(2) 记录并整理实验数据，画出输出电压uo1、uo2的波形(标出幅值、周期和相位关系)，分析实验结果，得出相应结论。
(3) 将实验测出的振荡频率、输出电压的幅值分别与理论计算值进行比较，分析产生误差的原因。
(4) 调试过程中所遇到的问题以及解决的方法。
(5) 回答思考题。
5.6.6主要元器件
(1) 集成运算放大器： LM324或LM741，1~2片。
(2) 1/4W金属膜电阻： 10kΩ、20kΩ、3.3kΩ，若干。
(3) 可调电阻： 30kΩ。
(4) 瓷片电容： 0.047μF/25V。
(5) 稳压二极管： 2DW7×2。
5.7语音放大电路
在日常生活和工作中，经常会遇到一些问题。例如，在检修各种机器设备时常常需要依据故障设备的异常声响寻找故障，这种异常声响的频谱覆盖面往往很广； 又如，在打电话时，有时往往因声音太大或干扰太大而难以听清对方讲的话，于是需要一种既能放大语音信号又能降低外来噪声的仪器。具有类似功能的实用电路实际上就是一个能识别不同频率范围的小信号放大系统。本实验从教学训练的角度出发，要求设计一个集成运算放大器组成的语音放大电路。
5.7.1设计任务与要求
语音放大电路设计任务的具体技术指标及要求如下。
1. 任务
设计并制作一个由集成运算放大器组成的语音放大电路。该放大电路的原理框图如图537所示。


图537语音放大电路原理框图


各基本单元电路的设计条件分别如下。 
(1) 前置放大器的输入信号uid＜10mV； 输入阻抗Ri≥100kΩ； 共模抑制比KCMR≥60dB。
(2) 有源带通滤波器的带通频率范围为300Hz~3kHz。
(3) 功率放大器最大不失真输出功率Pom≥5W； 负载阻抗RL=40Ω； 电源电压为+5V和+12V。
(4) 输出功率连续可调。直流输出电压≤50mV(输入短路时)； 静态电源电流≤100mA(输入短路时)。
2. 要求
(1) 根据设计要求和已知条件确定前置放大电路、有源带通滤波电路和功率放大电路的方案，计算并选取单元电路的元件参数。
(2) 前置放大电路的组装与调试。测量前置放大电路的差模电压增益Aud1、共模电压增益Auc1、共模抑制比KCMR1、带宽BW1、输入电阻Ri等各项技术指标，并与设计要求值进行比较。
(3) 有源带通滤波电路的组装与调试。测量有源带通滤波电路的差模电压增益Aud2、带宽BW2，并与设计要求值进行比较。
(4) 功率放大电路的组装与调试。测量功率放大电路的最大不失真输出功率Pom、电源供给功率PV、输出效率η、直流输出电压、静态电源电流等技术指标。
(5) 整体电路的联调与试听。
5.7.2设计原理与参考电路
下面分别分析语音放大设计电路的各个单元电路及组成，并提供设计参考电路。
1. 前置放大电路
前置放大电路也称为测量用小信号放大电路。在测量用的放大电路中，一般传感器送来的直流或低频信号经放大后多以单端方式传输。在典型情况下，有用信号的最大幅度可能仅有几毫伏，而共模噪声可能高达几伏，故放大器输入漂移和噪声等因素对于总的精度影响很大，放大器本身的共模抑制特性也是同等重要的问题。因此，前置放大电路应该是一个高输入阻抗、高共模抑制比、低漂移的小信号放大电路。
2. 有源滤波电路
有源滤波电路是用有源器件与RC网络组成的滤波电路。
有源滤波电路的种类很多，如果按通带的性能划分，可分为低通(LPF)、高通(HPF)、带通(BPF)、带阻(BEF)滤波器，下面着重讨论典型的二阶有源滤波器。


图538二阶有源LPF


1) 二阶有源LPF
(1) 基本原理。典型的二阶有源低通滤波器如图538所示，为抑制尖峰脉冲，在反馈回路可增加电容C3，一般为22~51pF。该滤波器每节RC电路每倍频程衰减-6dB，每级滤波器每倍频程衰减-12dB。其传递函数为

A(s)=Aufω2ns2+ωnQs+ω2n
(5127)

其中，Auf为通带增益； ωn为固有角频率； Q为品质因数。

Auf=1+RbRa(5128)
ωn=1R1R2C1C2(5129)
Q=R1R2C1C2C2(R1+R2)+(1-Auf)R1C1
(5130)

(2) 设计方法。下面介绍设计二阶有源LPF时选用R、C的两种方法。
方法1设Auf=1，R1=R2，则Ra=∞，以及

Q=12C1C2(5131)
fn=12πRC1C2(5132)
C1=2QωnR(5133)
C2=12QωnR(5134)
n=C1C2=4Q2(n为阶数)(5135)

在此设计中，由于通常增益Auf=1，因而工作稳定，故适用于高Q值应用。
方法2设R1=R2=R，C1=C2=C，则

Q=13-Auf， fn=12πRC(5136)

由式(5136)得知，fn和Q可分别由R和C值以及运放增益Auf的变化单独调整，相互影响不大，因此该设计法对要求特性保持一定而fn在较宽范围内变化的情况比较适用，但必须使用精度和稳定性均较高的元件。在图538所示，Q值按照近似特性可有如下分类： 
 Q=12≈0.71 为巴特沃斯特性； 
 Q=13≈0.58为贝塞尔特性； 
 Q≈0.96为切比雪夫特性。
(3) 设计实例。要求设计如图538所示的具有巴特沃斯特性(Q≈0.71)的二阶有源LPF，已知fn=1kHz。按方法1和方法2两种设计方法分别进行计算，可得以下两种结果。
方法1Auf=1(Ra=∞)，Q≈0.71，选取R1=R2=160kΩ，由式(5128)和式(5126)可得

C1C2≈2
C1=2QωnR=1400pF
C2=C12=700pF(取标称值680pF)

方法2取R1=R2=160kΩ，Q≈0.71，由式(5136)可得

Auf=3Q-1Q≈1.59
C1=C2=12πfnR=0.001μF





图539二阶有源HPF



2) 二阶有源HPF
(1) 基本原理。HPF与LPF几乎具有完全的对偶性，把图538所示的R1、R2和C1、C2位置互换就构成如图539所示的二阶HPF。二者的参数表达式与特性也具有对偶性，二阶HPF的传递函数为

A(s)=Aufs2s2+ωnQs+ω2n
(5137)



Auf=1+RbRa(5138)
ωn=1R1R2C1C2(5139)
Q=1/ωnR1(C1+C2)+(1-Auf)R2C2(5140)


(2) 设计方法。HPF中R、C参数的设计方法也与LPF相似，有以下两种。
方法1设Auf=1，取C1=C2=C，根据所要求的Q、fn(ωn)，可得

R1=12QωnC(5141)
R2=2QωnC(5142)
n=R2R1=4Q2(5143)

方法2设R1=R2=R，C1=C2=C，根据所要求的Q、ωn，可得

Auf=3-1Q，  R=1ωnC(5144)

这两种方法的应用特点与LPF情况完全相同。
(3) 设计实例。设计如图539所示的具有巴特沃斯特性的二阶有源HPF(Q≈0.71)，已知fn=1kHz，计算R、C的参数值。
方法1设Auf=1(Ra=∞)，选取C1=C2=C=1000pF，求得R1=112kΩ，R2=216kΩ，各选用110kΩ与220kΩ标称值即可。
方法2取R1=R2=R=160kΩ，求得Auf=1.59，C1=C2=C=1000pF。
3) 二阶有源BPF
(1) 基本原理。带通滤波器(BPF)能通过指定范围的频率，这个频率范围就是电路的带宽BW，滤波器的最大输出电压峰值出现在中心频率f0上。
BPF的带宽越窄，选择性越好，也就是电路的品质因数Q越高。电路的Q值计算式为

Q=f0BW(5145)

可见，高Q值滤波器有较窄的带宽，较大的输出电压； 反之，低Q值滤波器有较宽的带宽，势必输出电压较小。
(2)  参考电路。BPF的电路形式较多，下面列举一二供参考。
 文氏桥式BPF
大家所熟悉的RC桥式振荡电路(如图522所示)实质就是一个选择性很好的有源BPF电路。该电路在满足R1=R2=R，C1=C2=C的条件下，Q值与中心频率f0分别为

Q=13-Auf=12-RbRa(5146)

f0=12πR1R2C1C2=12πRC(5147)

其中

Auf=1+RbRa(5148)

通带电压增益为

 A0=Auf3-Auf(5149)

 宽带BPF
在满足LPF的通带截止频率高于HPF的通带截止频率的条件下，把相同元件压控电压源滤波器的LPF和HPF串接起来可以实现巴特沃斯通带响应，如图540所示。用该方法构成的BPF通带较宽，通带截止频率易于调整，因此多用作测量信号噪声比(S/N)的音频带通滤波器。例如，在电话通信系统中，采用如图540所示的滤波器能抑制低于300Hz和高于3000Hz的信号，整个通带增益为8dB，运算放大器为LM741。


图540宽带BPF


3. 功率放大电路
功率放大电路的主要作用是向负载提供功率，要求输出功率尽可能大，转换功率尽可能高，非线性失真尽可能小。
功率放大电路的电路形式很多，有双电源供电的OCL互补对称功放电路，单电源供电的OTL功放电路、BTL桥式推挽功放电路和变压器耦合功放电路等。这些电路都各有特性，可根据设计要求和具备的实验条件综合考虑做出选择。下面介绍几种常用的集成功放电路。
1) 五端集成功放(200X系列)
TDA200X系列包括TDA2002/TDA2003/TDA2030(D2002/D2003/D2030或MPC2002H等)，均为单片集成功放器件。其性能优良，功能齐全，并附加有各种保护、消噪声电路，外接元件大大减小，仅有5个引出端(脚)，易于安装使用，因此也称为五端集成功放。集成功放基本都工作在接近乙类(B类)的甲乙类(AB类)状态，静态电流大都为10~50mA，因此静态功耗很小，但动态功耗很大，且随输出的变化而变化。
图541和图542所示为TDA2002/TDA2003的典型应用电路。图542的补偿元件RX和CX可按式(5150)选用。

RX=20R2，CX=12πR1fc(5150)

其中，fc为-3dB带宽。通常取RX≈39Ω,CX≈0.033μF。


图541简易BTL功放




图542五端功放TDA2002/2003应用


在使用集成功放时，应注意以下几点。
(1) 均应安装适当的散热器。
(2) 必须在电源引脚旁加去耦电容以防止自激振荡，调试时用示波器监视输出波形。
(3) 电解电容极性不能接反，集成功放的引脚不能接错，特别是TDA2003的引脚要另焊导线引出并加套管，以免碰撞短路。
(4) 经常注意观察稳压电源上电流表的指示，以防电流过大。若电流过大，应关闭电源，检查电路。
(5) 为防止功放电路对前级的影响，功放级的电源线要单独连接，接线不要交叉，并尽可能短。
2) 用集成运算放大器驱动的功放电路
图543所示为直接利用运算放大器驱动互补输出级的功放电路，这种电路总的增益取决于比值(R1+R3)/R1，而互补输出级能扩展输出电流，不能扩展输出电压。运算放大器输出一般仅有±(10~12)V，所以输出功率不大，特点是结构简单。


图543集成运算放大器驱动的OCL功放电路


该电路的输出功率为

Po=I2oRL(5151)

当输入信号幅值足够大，Uom达到VCC-UCES时，此时最大不失真输出功率为

Pom=12(VCC-UCES)2RL≈12VCC2RL
(5152)

直流电源提供的功率为

PV=2πV2CCRL(5153)

电路的效率为

η=PoPV(5154)

在选择输出晶体管时，应注意使每只晶体管的最大允许管耗满足

PCM＞V2CCπ2RL(或0.2Pom)
(5155)

最大集电极电流满足

ICM＞VCCRL(5156)

反向击穿电压满足

V(BR)CEO＞2VCC(5157)

5.7.3实验内容与步骤
1. 分配各级放大电路的电压放大倍数
由电路设计要求得知，该放大器由3级组成，总电压放大倍数Au=Au1Au2Au3。应根据放大器所要求的总放大倍数Au合理分配各级的电压放大倍数(Au1~Au3)，同时还要注意考虑各级基本放大电路所能达到的放大倍数。因此，在分配和确定各级电压放大倍数时，应注意以下几点。
(1) 由输入信号uid、最大不失真输出功率Pom和负载阻抗RL求出总电压放大倍数(增益)Au。
(2) 为了提高信噪比S/N，前置放大电路的放大倍数可以适当取得大一些。一般来说，一级放大倍数可达几十倍。
(3) 为了使输出波形不致产生饱和失真，输出信号的幅值应小于电源电压。
2. 确定电路方案
根据已分配确定的电压放大倍数和设计已知条件，分别确定前置级、有源滤波级与输出级的电路方案，并计算和选取各元件参数。
3. 组装电路并调试
在实验电路板上组装所设计的电路，检查无误后接通电源进行调试。在调试时要注意先进行基本单元电路的调试，再进行系统联调； 也可以对基本单元采取边组装边调试的办法，最后系统联调。
4. 前置放大电路的调试
1) 静态调试
调零和消除自激振荡。
2) 动态调试
(1) 在两输入端加差模输入电压uid(输入正弦电压，幅值与频率自选)，测量输出电压uod1，观测与记录输出电压与输入电压的波形(幅值、相位关系)，算出差模放大倍数Aud1。
(2) 在两输入端加共模输入电压uic(输入正弦电压，幅值与频率自选)，测量输出电压uoc1，算出共模放大倍数Auc1。
(3) 算出共模抑制比KCMR。
(4) 用逐点法测量幅频特性，并作出幅频特性曲线，求出上、下限截止频率。
(5) 测量差模输入电阻。
5. 有源带通滤波电路的调试
1) 静态调试
调零和消除自激振荡。
2) 动态调试(测试方法同上)
(1) 测量幅频特性，作出幅频特性曲线，求出带通滤波电路的带宽BW2。
(2) 在通带范围内，输入端加差模输入电压(输入正弦信号，幅值与频率自选)，测量输出电压，算出通带电压放大倍数(通带增益)Au2。
6. 功率放大电路的调试
1)  静态调试
集成功放(如TDA200X)或用运算放大器驱动的功放电路，其静态调试均应在输入端对地短路的条件下进行。
(1) 图542所示电路静态调试。输入对地短路，观察输出有无振荡，如有振荡，采取消振措施以消除振荡。
(2) 图543所示电路静态调试。静态调试时调整参数，使T1、T3和T2、T4组成的NPN复合管和PNP复合管的特性尽量一致，即IC3≈IC4，此时有uo≈0。从减小交越失真的角度考虑，IC3(IC4)应大一些，但静态电流增大会使效率η相应下降，一般取IC3≈IC4=5~10mA为宜。
2) 功率参数测试
集成或分立元件电路的功率参数测试方法基本相同。测试中应注意在输出信号不失真的条件下进行，因此测试过程中必须用示波器监视输出信号。
(1) 测量最大输出功率Pom。输入f=1kHz的正弦输入信号(ui3)，并逐渐增大输入电压幅值直至输出电压uo的波形出现临界削波，测量此时RL两端输出电压的最大值Uom或有效值Uo，则

Pom=U2om2RL≈U2o2RL
(5158)

(2) 测量电源供给的平均功率PV。近似认为电源供给整个电路的功率即为PV(前级消耗功率不大)，所以，在测试Uom的同时，只要在供电回路串入一只直流电流表测出直流电源提供的平均电流IC(AV)，即可求出PV。

PV=VCCIC(AV)(5159)

此平均电流IC(AV)也就是静态电源电流。
(3) 计算效率η。

η=PomPV
(5160)

(4) 计算电压增益Au3。

Au3=UoUi3(5161)

7. 系统联调
经过以上对各级放大电路的局部调试之后，可以逐步扩大到整个系统的联调。
(1) 令输入信号ui=0(前置级输入对地短接)，测量输出端的直流输出电压。
(2) 输入f=1kHz的正弦信号，改变ui幅值，用示波器观察输出电压uo波形的变化情况，记录输出电压最大不失真幅度所对应的输入电压的变化范围。
(3) 输入ui为一定值的正弦信号(在uo不失真范围内取值)，改变输入信号的频率，观察uo幅值变化情况，记录幅值下降到0.707Uom之内的频率变化范围。
(4)  计算总电压放大倍数Au=uo/ui。
8. 试听
系统的联调与各项性能指标测试完毕之后，可以模拟试听效果。去掉信号源，改接微音器或收音机(接收音机的耳机输出口即可)，用扬声器(4Ω喇叭)代替RL，从扬声器即可传出说话声或收音机播出的美妙音乐声。从试听效果看，应该是音质清楚、无杂音、音量大，电路运行稳定为最佳设计。
5.7.4预习要求与思考题
(1) 复习差分放大电路、有源滤波电路和功率放大电路的工作原理，熟悉静态与动态的调试方法。
(2) 根据设计任务与要求，确定各级的电压放大倍数和电路方案，并计算和选取外电路的元件参数。
(3) 计算放大电路的性能指标。
前置输入级： 差模电压增益Aud1、共模电压增益Auc1、输入电阻Ri。
有源滤波级： 通带电压增益Au2、带宽BW2。
功率放大级： 最大不失真输出功率Pom、电源提供的直流功率PV、效率η。
(4) 根据测试内容，自拟实验方法和调试步骤。
(5) 思考在有源二阶HPF实验中，采用组件LM741(开环增益Auo=80dB，上限截止频率fH=7Hz)，当闭环增益Auf=2时所对应的频率。
5.7.5实验报告要求
(1) 原理电路的设计。内容包括： 方案比较，分别画出各方案原理图，说明其原理、优缺点和最后的方案； 每级电压放大倍数的分配值和分配理由； 每级主要性能指标的计算(抄录预习内容3的预习结果)；  每级主要参数的计算与元器件选择。
(2) 整理各项实验数据，并画出有源带通滤波器和前置输入级的幅频特性曲线，画出各级输入、输出电压的波形(标出幅值和相位关系)，分析实验结果，得出结论。
(3) 将实验测量值分别与理论计算值进行比较，分析误差原因。
(4) 分析总体调试结果和试听结果，是否满足设计要求。
(5) 在整个调试和试听过程中所遇到的问题和解决方法。
(6) 总结收获和体会。
5.7.6主要元器件
(1) 集成运算放大器： LM741或LM324，3~4片。
(2) 集成功放： TDA2003(另加散热器)，1片。
(3) 4Ω喇叭、麦克风： 1只。
(4) 1/4W金属膜电阻、可调电阻、电容，若干。
5.8多路数据巡回检测与显示电路
自动化工业生产或大型设备(如激光器)经常需要对生产过程或运行状态的各种工作参数(如压力、温度、流量、电压、电流等)实时进行巡回检测、监视并报警，以确定系统的稳定性和可靠性。
5.8.1任务与要求
设计并调试多路数据巡回检测、显示与报警电路，其原理框图如图544所示，图中3路模拟信号分别为温度(t)、直流电压(VDC)与交流正弦电压(uAC)。各路模拟参数的控制要求如下： 正常工作温度t=(27±3)℃，当t＞30℃或t＜24℃时报警(发光显示)； 正常直流电压VDC=(1.5~3.5)V，当VDC＜1.5V时，报警(发光显示)； 交流正弦电压uAC=(1~2)V，f=1kHz，观测D/A转换后的电压波形； 采样数据巡回显示。


图544多路数据巡回检测、显示与报警电路原理框图


5.8.2实验参考电路
多路数据巡回检测与显示电路的各个单元电路的设计参考如下。
1. A/D转换
A/D转换芯片种类繁多，按转换原理分类，主要有逐次比较式、双积分式、量化反馈式和并行式。现仅以逐次比较式单片集成芯片ADC0801系列为例进行介绍。
ADC0801~0805型芯片为美国National Senicondactor公司的产品，是当前较流行的中速廉价型产品之一。由于它具有三态输出锁存器，可直接驱动数据总线，因而可直接与微处理器接口连接。此外，模拟输入采用差分输入方式，能最大限度抑制共模噪声。主要特性如下。 
(1) 分辨率： 8 位。
(2) 转换时间： 100μs。
(3) 非线性误差： ±14LSB(0801)，±1LSB(0804/0805)。
(4) 片内有时钟产生器。
(5) 电源电压： 单+5V供电。
(6) 模拟输入电压范围： 0~5V。
(7) 模拟输入通道数： 单通道。
(8) 低功耗： 典型电源电流为1.5mA。



图545ADC0801~0805外部接线


ADC0801~0805典型外部接线如图545所示。图中外接电阻、电容的典型应用参数为R=10kΩ，C=150pF，fCLK=1/1.1RC=610kHz。
ADC0801~0805提供两个信号输入端VIN(+)和VIN(-)。当输入信号为0~Vmax时，VIN(-)接地，VIN(+)接Vmax； 当输入信号为Vmin~Vmax时，VIN(-)接Vmin，VIN(+)接Vmax。同时，还分别设置有模拟地和数字地的引入端。
转换器的零点无须调整，输入电压的范围可以通过调整VREF/2端的电压加以改变，VREF/2端的电压值应为输入电压范围的1/2。例如，输入电压范围为0.5~3.5V，在VREF/2端应接1.5V。当输入电压为0~5V时，VREF/2端无须加任何电压(悬空即可)，由内部供电电源分压得到。
CS为片选端，WR为控制芯片启动的输入端，当CS、WR同时有效时，便启动转换。INTR为转换结束信号输出端，输出跳转低电平表示本次转换已经完成，可作为中断或查询信号。如果将CS接地，WR端与INTR端相连，则ADC080X就处于自动循环转换状态。RD为转换结果读出控制端，当CS和RD端同时有效时，输出数据锁存器DB0~DB7提供8位并行二进制数码输出，同时使INTR复位。
2. 信号提取与比较
如前所述，自动控制系统中，控制的对象是某些物理量。因此，首先要把这些物理量转换为便于处理的电信号或其他信号，而实现这个变换的部件称为传感器。通常所说的放大器的输入信号，从某种意义上讲，取决于传感器的质量。
传感器的种类很多，最常用的有光传感器、温度传感器和压力传感器等。下面以AD590为例着重介绍温度传感器的典型应用电路。
1) 集成电路温度传感器AD590电路简介
AD590是电流型(即产生一个与绝对温度成正比的电流输出)集成温度传感器的代表产品，与传统的热电阻、热电偶、半导体PN结等温度传感器相比，它具有体积小、线性度好、稳定性好、输出信号大且规范化等优点。其电路原理与底视封装如图546所示。


图546AD590电路原理与底视封装



AD590的主要电气参数如下。 
(1) 工作电压范围： 4~30V。
(2) 测温范围： -50~150℃。
(3) 温度系数： 1μA/K。
(4) 25℃电流输出(298.20K)： 298.2μA。
(5) 输出阻抗： 大于10MΩ。
由于AD590是一个温控的恒流源器件，因此使用时往往转换为电压信号，如图547所示。其中，图547(a)所示为最简单的测温电路，它仅对某一温度进行调整，至于这一点选什么温度值好，视使用范围而定，若选在25℃，通过调节Rp，使(R+Rp)I=298.2mV，则在此温度下的温度系数能满足1μA/K的精确度要求。图547(b)所示为温差测量电路，若T1=T2，I=0，则uT=0； 若V+=V-=5V，则调节范围为±1μA(相当于±1℃)，由于Rf=10kΩ，故电路输出uT=(T2-T1)×10mV/℃。这种电路通常把T1视为参考温度，T2为监视的被测温度。


图547AD590测温电路


2) 比较电路
经传感器转换后的电信号与某一给定值(基准电压UR)比较时，将产生一个开关信号，此信号送到执行机构即可报警(或发光显示)。
基本的热电、光电转换电路为桥式转换电路，与比较器A相连，构成热动(光动)开关，如图548所示。其中，图548(a)所示为单运放比较器； 图548(b)所示为双运放构成的上下限比较器。例如，当ui＞UR1时，uo1为高电平； 而ui＜UR2时，uo2为高电平。


图548比较电路


3. 取样/保持(S/H)电路
在A/D转换前需要将模拟信号转换成能直接满足A/D转换要求的信号电平及输入方式，而为了减小动态数据的测量误差，对于快速变化的输入信号往往设置取样/保持(S/H)电路，以防止采样过程中的信号发生变化。因此，多路开关S/H电路是数据采集系统前向通道中的一个重要环节。
此外，转换电路中是否一定要使用取样/保持器，这完全取决于输入信号的频率。对于快速变化的信号，必须在A/D前加S/H电路； 对于一般非快速变化的输入信号，可以不使用S/H电路。有关这方面的详细讨论，在此不做介绍，请读者参阅其他文献。
目前取样/保持电路大多为集成芯片，最常用的有LF198/298/398和AD582。图549所示为LF398的内部原理电路与引脚配置。如图549所示，当8端逻辑控制为高电平时，输出处于跟随状态，有uo=ui； 当8端为低电平时，输出处于保持状态。保持电容CH一般选用0.01~0.1μF的优质电容器(如聚四氟乙烯电容)。


图549LF398取样/保持器

5.8.3实验内容与步骤
(1) 以图547(a)所示电路为参考电路(R值另取)，测量t=20~30℃时温度传感器AD590的温度电压变化曲线，确定t=(27±3)℃时所对应的电压值uT。
(2) 根据步骤(1)所测电压值，设计并调试温度变量的转换与比较电路，并用发光二极管显示不正常温度。
(3) 设计并调试模拟信号为直流电压(VDC=1.5~3.5V)时的比较电路，当输入电压VDC＜1.5V时，发光二极管显示欠压状态。
(4) 利用所提供的元器件设计并调试如图544所示数据采集与转换电路，主要包括以下几部分。 
 多路模拟开关(如选用双4路模拟开关CC4052或8路模拟开关CC4051)。
 取样/保持电路(LF398)。
 A/D转换(单通道8位ADC0804)。
 D/A转换(8位DAC0808)。
 控制电路，作用是协调各部分电路的正常工作。例如，控制电路的时钟脉冲可使用A/D转换结束信号INTR，而控制电路的输出应作为开关电路的地址选择信号、S/H的逻辑控制信号以及锁存器的输入信号等。
(5) 输出显示。用示波器观察并测量D/A转换后交流电压uAC的输出波形，并与取样/保持前模拟输入电压值进行比较。
若有条件，也可以在A/D转换后利用
通用阵列逻辑(Generic Array Logic,GAL)器件或其他显示器件，进行7段显示。
在调试中应注意以下几点。 
(1) 系统的取样速度。数据采集系统中，取样速度由模拟信号带宽、数据通道数和取样频率(即每个周期的取样点数)决定。取样频率至少为输入信号最高有效频率的两倍，即每个信号周期内至少取样两次。实际使用时，为了保证数据采集的精度，一般每周期取样7~10次。
(2) 系统的同步。例如，S/H与A/D相连时，必须保持同步。因此，可将ADC0804的INTR信号作为控制电路的时钟输入信号(如前所述)，也可将INTR信号直接作为S/H的控制信号。具体如何连接，根据设计电路而定。
(3) 基准电压UR。因为A/D转换的精度直接与基准源的质量有关。因此，应选择精确、稳定的电压作为基准电压UR。严格来说，数字电路的电压源最好不要用作产生UR的电源。另外，UR值应依据模拟输入信号的电压范围选定。当输入信号为0~5V时，UR端可以悬空。
5.8.4预习要求与思考题
(1) 复习比较器与A/D、D/A转换的工作原理。
(2) 查阅资料，了解并熟悉上述各集成芯片的引脚功能及使用要求。
(3) 根据设计任务与要求，设计如图544所示的总体原理电路。
5.8.5实验报告要求
(1) 原理电路的设计。内容包括： 温度电压的变换电路、放大电路和比较电路； 直流电压(VDC)的欠压比较电路； 控制电路； A/D、D/A转换电路等。
(2) 画出总体原理电路图。
(3) 整理实验数据，记录观察到的波形，分析转换误差。
(4) 设计与调试过程中遇到的问题和解决方法。
5.8.6主要元器件
(1) LM339(或LM324)、LF398、CC4051(或CC4052)，各1片。
(2) AD590、ADC0804、DAC0808、74LS138、74LS74，各1片。
(3) 电阻、电容、发光二极管，若干。





第3篇






模拟电子技术课程设计





模拟电子技术课程设计包括一般方法和具体设计实例两部分。其中，设计实例部分选取具有通用性、典型性、实用性的课题，每个课题均提供参考电路、参数分析计算和仿真验证等。