第5章
CHAPTER 5


双极型晶体管电路







双极型晶体管是电子电路中应用极为广泛的电子器件，它在电路中的工作状态包括静态和动态，前者主要分析晶体管的静态参数，后者主要研究电路的动态参数及其波形和频率特性等，本章将从偏置电路、六种晶体管电路及其应用进行仿真分析和设计。

Multisim仿真分析： 瞬态分析、交流分析、直流分析、参数扫描

本章知识结构图如下。




5.1工作点稳定的偏置电路

晶体管是对温度较敏感的电子器件，寻求一种工作点稳定的偏置电路是非常必要的，利用负反馈原理来实现工作点的稳定，是人们常用的一种方法。

5.1.1电路

在电路中引入直流电流负反馈，将起到稳定静态电流ICQ的作用。电路如图51所示。稳定ICQ的过程可概括为


T↑→ICQ↑→IEQ↑→VEQ=IEQRe↑→VBEQ=VBQ-VEQ↓→IBQ↓

ICQ↓｜





图51工作点稳定的偏置电路


下面通过实例仿真来体会工作点稳定的偏置电路。

设VCC＝9V，Rc＝4.7kΩ，VBE（on）＝0.7V，β＝120，VCEQ＝4V。试确定Rb1、Rb2和Re的值。

解析一般情况下，选择Re上的压降与VBE（on）的数量级相当。例如，选择Re＝680Ω，则有


IEQ=VCC－VCEQRe+Rc=9－44.7+0.68≈0.93mA


此时Re上的压降为0.93×0.68＝0.632V，基本符合要求。

根据条件REQ=0.1×（1+β）Re，有


REQ=0.1×121×0.68=8.228kΩ


所以，有


VEQ=IEQREQ1+β+Re+VBEQ=0.93×8.2281+120+0.68+0.7≈1.396V


由此，得


Rb2Rb1+Rb2=VEQVCC=1.3969≈0.155


又REQ=Rb2Rb1Rb1+Rb2=0.155Rb1=8.228，故


Rb1=8.2280.155=53.08kΩ,Rb2=9.74kΩ


取Rb1=53kΩ,Rb2=9.1kΩ。

5.1.2仿真

在仿真界面上搭建图51所示电路，晶体管选用2SC945，并将其BF参数改为120，然后进行“DC工作点”测试，测得ICQ为0.942mA，与设计值基本吻合。

通过“模型参数扫描”，可以观察晶体管β变化对ICQ的影响，扫描结果如表51所示。


表51扫描结果


βICQ/mAβICQ/mA


1000.9311600.957
1200.9421800.962
1400.950



例如，β从100变为120，变化了20%，而ICQ从0.931变为0.942，变化了1.18%； 又如，β从160变为180，变化了12.5%，而ICQ从0.957变为0.962，变化了0.52%，等等。表明在一定范围内，选用不同β的晶体管，对电路的Q点影响很小。




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5.2共发射极放大电路

在工作点稳定的偏置电路基础上，信号源经耦合电容接基极，集电极经耦合电容接负载，发射极经旁路电容接地，这就构成了共发射极放大电路（简称共射电路）。

5.2.1电路

共发射极放大电路电原理图如图52（a）所示。由它的交流通路［图52（b）］可以看出，所谓共射电路，是指信号输入端为基极，输出端为集电极，发射极为输入回路和输出回路的公共端。



图52共发射极放大电路电原理图



几个主要参数： 

（1） 电压增益A·v


A·v=V·oV·i=－βR′Lrbe



（2） 电流增益A·i


A·i=β



（3） 输入电阻Ri


Ri=V·iI·i=Rb1//Rb2//rbe



（4） 输出电阻Ro


Ro=V·I·V·s=0,RL=∞=Rc//rce



表明共射放大电路既有电压放大能力，又有电流放大能力，即具有较高的功率增益。

5.2.2仿真

1. 共射电路


图53（a）是图52（a）电路在给定参数下的仿真图。晶体管选用2SC945，设置其BF参数，使晶体管的β为100； 设置其VAF参数，以减少晶体管输出电阻rce对输出电压的影响。然后，用探针进行“DC工作点”测试，测得IEQ为1.69mA。当信号源电压幅值为10mV时，探针测得输出电压有效值为836mV，输入电压有效值为5.20mV，故电压增益为836/5.20＝161，源电压增益为836/7.07＝118，与理论值基本吻合。



图53共射电路仿真图及其输入、输出波形


通过瞬态分析，观察输入、输出波形，可见输出波形与输入波形反相，如图52（b）所示。这里以右轴坐标表示输入波形； 以左轴坐标表示输出波形。


通过AC分析，得到共射电路的频率特性。仿真时，取C1＝C2＝1μF、C3＝100μF、CL＝10pF、Cb′e＝30pF和Cb′c＝3pF，仿真图及其幅频特性和相频特性如图54所示。通过对频率特性的测试，可得中频增益为41.5dB，中频相移为－180°； 下限频率为154Hz，对应的相移为－128°（理论值为－135°）； 上限频率为982kHz，对应的相移约为－225°（理论值为－225°）。若不考虑CL的影响，上限频率约为1.15MHz。可见，负载电容较小时，对共射电路的上限频率影响不大，这其中还是密勒电容起决定性作用。




图54共射电路仿真图及其幅频特性和相频特性




图55电压增益可调的共射电路

2. 电压增益可调的共射电路

能否设计一种共射电路，在保持静态工作点不变的条件下，使电压增益可以在一定范围内调整呢？图55给出了这种电路的电原理图。可以看出，它是将Re分成两个电阻Re1和Re2的串联，其中C3只并联在Re2两端，这样，只要Re的总阻值不变，Q点将不会受到影响。而改变Re1的值（Re2也作相应变动），即可改变电压增益A·vf的值。




电路的电压增益表达式为


A·vf=V·oV·i=－βR′Lrbe+（1+β）Re1


在图53（a）的基础上，设计一个电压增益Avf为10～30倍的共射放大电路，试确定电阻Re1和Re2的值。

由计算可知，当Avf=10时，求得Re1=247Ω； 当Avf=30时，求得Re1=72Ω，即Avf为10～30时，Re1在247Ω和72Ω之间变化，与之对应的Re2的值为753Ω～928Ω。

仿真图如图56所示。改变Re1的值和对应的Re2的值，即可得到不同电压增益的共射电路，且电路的Q点不变。图56（a）和图56（b）所示电路的电压增益分别为10倍和30倍。从探针的测试结果可知，二图的电压增益分别为65.1/6.54＝9.95和188/6.33＝29.70，IEQ仍为1.69mA，与理论值基本吻合。




图56电压增益可调的共射电路仿真图



5.3共集电极放大电路

在工作点稳定的偏置电路基础上，信号源经耦合电容接基极，发射极经耦合电容接负载，集电极经旁路电容接地，这就构成了共集电极放大电路（简称共集电路）。

5.3.1电路

共集电极放大电路电原理图如图57（a）所示。由它的交流通路［图57（b）］可以看出，所谓共集电路，是指信号输入端为基极，输出端为发射极，集电极为输入回路和输出回路的公共端。

将图57（a）中的Rc和C2去掉，集电极直接连在VCC上，这样做既保证了晶体管的正常工作，又节省了Rc和C2两个元件。简化的共集放大电路如图58所示。




图57共集电极放大电路电原理图




图58简化的共集放大电路




几个主要参数： 

（1） 电压放大倍数A·v


A·v=V·oV·i=（1+β）（Re//RL）rbe+（1+β）（Re//RL）



（2） 电流放大倍数A·i


A·i=I·oI·i=（1+β）ReRe+RLRb1//Rb2Rb1//Rb2+R′i



其中


R′i=rbe+（1+β）（Re//RL）



（3） 输入电阻Ri


Ri=Rb1//Rb2//R′i


（4） 输出电阻Ro


Ro=V·I·V·s=0=Re//V·I·e=Re//rbe+Rb1//Rb2//Rs1+β


共集电极放大电路的特点是，输出电压与输入电压大小相等，相位相同，输入电阻大，输出电阻小。

5.3.2仿真

将图53（a）共射电路改接为共集电路，即电容C2改为100μF，右端接地； 电容C3改为1μF，右端接负载，如图59（a）所示。通过AC分析，得到其幅频特性和相频特性，如图59（b）所示。测试结果： 电压增益为0.92，上限频率约为118MHz。可见，在元器件参数相同的条件下，共集电路的上限频率远大于共射电路。




图59共集放大电路仿真图及其幅频特性和相频特性



由于共集电路属于串联负反馈电路，故适用于恒压源型信号源作驱动。源内阻Rs将影响电路的上限频率。图510（a）给出了不同信号源内阻时的幅频特性，图中曲线由粗线到细线，源内阻分别为10Ω、100Ω和500Ω，对应的上限频率分别为7.3GHz、725MHz和118MHz。比较可知，内阻越小，上限频率越高。

只改变结电容Cb′c，将原来的3pF改为6pF，得到的幅频特性分别如图510（b）中的粗线和细线所示，对应的上限频率分别为118MHz和70MHz。若只改变Cb′e，将原来的30pF改为15pF，对应的上限频率分别为118MHz和141MHz。可见，结电容对电路上限频率的影响比较小。



图510源内阻和结电容对共集电路上限频率的影响



由于信号源内阻和负载电容的影响，使共射电路的带宽较小。根据共集电路输入电阻大、输出电阻小的特点，在信号源与共射电路之间接入一个共集电路作为隔离级，以减少信号源内阻对上限频率的影响，同时，共射电路与负载之间也接入一个共集电路作为隔离级，以减少负载电容对上限频率的影响。将上述共集电路和共射电路组合起来，构成一个共集共射共集组态电路。仿真图及其幅频特性如图511所示。




图511共集—共射—共集组态电路仿真图及其幅频特性



由仿真结果可知，电路的总增益为42.4dB，较原共射电路（41.5dB）略有提高； 电路的上限频率为11MHz，较原共射电路（982kHz）有很大提高； 电路的下限频率为208Hz，较原共射电路（154Hz）变大了，如图511（b）中的细线所示，这是由于多个耦合电容和旁路电容所致。对此，需要对原电容值进行适当调整，将图中的C2由1μF改为5μF，如图511（a）所示，得到的幅频特性如图511（b）中的粗线所示，此时测得的下限频率为126Hz。可见，像图511（a）所示的阻容耦合方式电路，由于受耦合电容、旁路电容的影响，其下限频率不易作得很低。正因为耦合电容的隔直作用，故这种电路每一级的Q点可独立调整而彼此互不影响，这也是该电路的一个优点。

5.4共基极放大电路

在工作点稳定的偏置电路基础上，信号源经耦合电容接发射极，集电极经耦合电容接负载，基极经旁路电容接地，这就构成了共基极放大电路（简称共基电路）。

5.4.1电路

共基极放大电路电原理图如图512（a）所示。由它的交流通路［图512（b）］可以看出，所谓共基电路，是指信号输入端为发射极，输出端为集电极，基极为输入回路和输出回路的公共端。



图512共基极放大电路电原理图



几个主要参数： 

（1） 电压放大倍数A·v


A·v=V·oV·i=β（Rc//RL）rbe


（2） 电流放大倍数A·i


A·i=I·oI·i=β1+βRcRc+RL=αRcRc+RL



（3） 输入电阻Ri


Ri=V·iI·i=Re//V·i－I·e=Re//－I·brbe－（1+β）I·b=Re//rbe1+β


（4） 输出电阻Ro


Ro≈Rc


共基极放大电路的特点是，输出电流与输入电流大小相等，相位相同，输入电阻小，输出电阻大。

5.4.2仿真

将共射电路改接为共基电路，即电容C1改为100μF，左端接地； 电容C3改为1μF，右端接信号源，如图513（a）所示。通过AC分析，得到其幅频特性和相频特性，如图513（b）所示。测试结果： 电压增益为14dB，上限频率约为30MHz。可见，在元器件参数相同的条件下，共基电路的上限频率远大于共射电路。




图513共基电路的仿真图及其幅频特性和相频特性



将共射电路与共基电路组合起来，构成共射—共基组态电路，它不仅具有共射电路的优点，也具有共基电路的优点，如图514（a）所示。从信号的传输来看，输入信号从共射电路Q1的基极输入，Q1集电极输出的信号传送到共基电路Q2的发射极，Q2集电极输出的信号为组合电路的输出信号。在这个过程中，共基电路的输入电阻是共射电路的负载，且其值很小，故使得此时共射电路的电压增益很小，从而减少了共射电路中的密勒电容，提高了电路的上限频率； 根据共基电路的电流跟随性，Q1的输出电流将通过Q2集电极输出，几乎大小不变地传输给负载，进而确保了组合电路的电压增益。共射—共基电路的幅频特性和相频特性如图514（b）所示。




图514共射—共基组态电路的仿真图及其幅频特性和相频特性



由仿真结果可知，电路的总增益为41.3dB，与原共射电路（41.5dB）基本相同； 电路的上限频率为8.4MHz，较原共射电路（982kHz）有很大提高，可见，共射—共基电路在展宽频带的同时，仍具有较高的电压增益； 由于多个耦合电容和旁路电容的影响，电路的下限频率会变大。对此，对原电容值进行了适当调整，将图中的C5由1μF改为5μF，如图514（a）所示，此时测得电路的下限频率为155.5Hz，与原共射电路（154Hz）相当，得到的幅频特性和相频特性如图514（b）所示。

为了减少信号源内阻对共射电路上限频率的影响，我们在信号源与共射电路之间接入一个共集电路，这样，便得到了共集—共射—共基组态电路，如图515（a）所示。其幅频特性如图515（b）所示。



图515共集—共射—共基组态电路仿真图及其幅频特性



由仿真结果可知，电路的总增益为43.1dB，较原共射—共基电路（41.3dB）有所提高； 电路的上限频率为41.3MHz，较原共射—共基电路（8.4MHz）有很大提高； 同样，由于多个耦合电容和旁路电容的影响，电路的下限频率会变大。对此，对原电容值进行了适当调整，将图中的C3由1μF改为5μF，如图515（a）所示，此时测得电路的下限频率为124.8Hz，与原共射—共基电路（155.5Hz）基本相等，得到的幅频特性如图515（b）所示。

5.5电流源电路

在电路中，可以利用电流源为各级电路提供稳定的直流偏置电流； 由于电流源的交流电阻很大，所以，又可以将电流源作为单级放大电路的负载——有源负载，以提高放大电路的增益； 电流源还是电流模式电路的最小单元。可见，电流源在提高放大电路性能等方面起到重要作用。

5.5.1电路

1. 基本电流镜




图516基本电流镜

电路如图516所示。图中，T1、T2是特性完全相同的晶体管。由于两管的发射结并联，基—射极电压相同，故IB1＝IB2，IC1＝IC2，即


Io=IC2=IC1=IREF－2IB=IREF－2IC2β=IREF－2Ioβ


由此，可得


Io=11+2βIREF


当β2时，则Io≈IREF，即Io是IREF的“复制”，亦即二者好比是物与镜中的像一样，故又称为镜像电流源。这里的基准电流IREF为


IREF=VCC－VBER≈VCCR


显然，基本电流镜的内阻为


Ro=rce2





图517基本三晶体管电流镜

2. 基本三晶体管电流镜

电路如图517所示。图中，基准电流和输出电流分别为


IREF=VCC－VBE－VBE3R≈VCC－2VBER
Io=11+2β（1+β3）IREF



其输出电阻仍为


Ro=rce2




3. Cascode电流镜



将两个基本电流镜级联起来，即得到Cascode电流镜，如图518所示。图中，基准电流和输出电流分别为


IREF=VCC－2VBER
Io=β22+4β+β2IREF


输出电阻为


Ro=rce4（1+β4）+rbe4≈β4rce4




4. Wilson电流镜

Wilson电流镜通过电流负反馈来改善其输出性能，电路如图519所示。图中，基准电流和输出电流分别为


IREF=VCC－2VBER
Io=β2+2ββ2+2β+2IREF=IREF1+2β2+2β





图518Cascode电流镜




图519Wilson电流镜



其输出电阻为


Ro≈β2rce3


5. Widlar电流镜

Widlar电流镜是一种适合产生小电流的电流源，如图520所示。图中，基准电流和输出电流分别为


IREF=VCC－VBER
IoRe=VTlnIREFIo


其输出电阻为


Ro=rce21+βrbe2（rbe2//Re）




6. 多路电流镜

多路电流镜是对一个IREF的多路“复制”，其基本电路如图521所示。若所用晶体管均是相同的，则每路电流与基准电流的关系为


Io1=Io2=…=Ion=IREF1+1+nβ





图520Widlar电流镜




图521多路电流镜




5.5.2仿真

基本电流镜仿真图如图522所示。调整电阻R2=9.3kΩ，使IREF=1mA。



图522基本电流镜仿真图



1. 负载电流Io与负载电阻RL的关系

通过参数扫描，可得到负载电阻RL从0到10kΩ变化时，负载电流Io的变化情况，如图523(a)所示。



图523基本电流镜仿真结果



2. 负载电流Io与电流放大系数β的关系（RL=6kΩ）

通过参数扫描，可得到晶体管电流放大系数β从50到500变化时，负载电流Io的变化情况，如图523(b)所示。

3. 传输函数分析

如图524所示，可得到基本电流镜的输出电阻为74.81350kΩ。而所用晶体管2N3904的Early电压为74.03V，其集电极电流约为1mA，故电阻rce=74.03kΩ，即基本电流镜输出电阻的理论值为74.03kΩ，与仿真测试值基本吻合。




图524传输函数分析



其他电流镜的仿真图可分别参考图525（a）~图525（d）。

不同电流镜输出电阻仿真结果如表52所示。


表52不同电流镜输出电阻仿真结果


电流镜类型
基本电流镜
三晶体管电流镜
Cascode电流镜
Wilson电流镜
Widlar电流镜


输出电阻
74.81350kΩ
74.64673kΩ
8.18445MΩ
6.30119MΩ
48.92541MΩ





图525各种电流镜仿真图



5.6差分放大电路

差分放大电路的特点是“放大差模信号，抑制共模信号”，较单端输入放大电路有明显的优势，特别是在集成电路中有着极为广泛的应用。如何用双极型晶体管构建一个差分电路呢？

5.6.1电路

由双极型晶体管构成的差分电路的基本形式如图526（a）所示。为了更好地“放大差模信号，抑制共模信号”，可考虑电流源偏置，图526（a）变为图526（b）。

再考虑到有源负载，如图527所示。图中，T3、T4构成基本电流镜，作为T1、T2差分电路的有源负载，且电路采用单端输出； T5、T6也构成基本电流镜，T5为T1、T2差分电路提供工作电流，同时，由于电流源T5具有极高的交流电阻，故对共模信号有极强的负反馈作用，从而较好地抑制了共模信号，而对差模信号无影响。因此，在单端输出时，图527所示电路较图526（a）具有更高的共模抑制比。




图526差分电路的基本形式




图527带有源负载的差分放大电路




5.6.2仿真

考虑到实际电流源的内阻为RQ，于是，图526（b）转化为图528所示电路。下面分别考虑在只有差模信号或共模信号作用时，对电路进行仿真分析。



图528实际电流源偏置的

差分电路


1. 只考虑差模信号作用

仿真图和输入、输出波形如图529所示。可以看出，两个输入信号的电压幅值相等，相位差为180°，如图529（b）所示，其中细线、粗线分别为V1、V2的波形，因此，该差分电路只存在差模输入信号。T1、T2集电极输出的电压波形如图529（c）所示，其中的细线、粗线分别与图529（b）中的波形相对应。可见，对于差模信号来说，该差分电路的每一半都是一个共射电路，它们的输出信号为放大了的正弦波，其相位与相应的基极信号相反，且输出信号中含有直流分量，其值为－177.7628mV。T1、T2射极的交流电位约为0（仿真测试5.665μV）。



图529差模信号作用于差分电路


差分输出电压的幅值为每个管子输出的2倍。当输入差模电压增大1倍时，输出差模电压也增大1倍。可以测出，单端输出峰峰值为5.8495－（－361.3173）＝367.1668mV，故双端输出的差模增益为2×367.1668/（2×2）＝183.5834，单端输出的差模增益为91.7917。




2. 只考虑共模信号作用

仿真图和输入、输出波形如图530所示。可以看出，两个输入信号电压幅值相等，相位相同，如图530（b）所示，因此，该差分电路只存在共模输入信号。T1、T2集电极输出的电压波形如图530（c）所示。可见，对于共模信号来说，该差分电路的每一半都是一个共射电路，它们的输出信号为缩小了的正弦波，其相位与相应的基极信号相反，且输出信号中含有直流分量，其值为－177.7628mV。



图530共模信号作用于差分电路



可以测得T1、T2射极电位的幅值约为1mV，即二输入电压之和的一半，说明T1、T2的射极不再是交流的“地”，将在偏置电流源的内阻上出现交流电流iq，且当两个输入的共模信号增加时，射极电位增大，电流iq也增大，从而导致输出电压下降，反之，当两个输入的共模信号减少时，射极电位减少，电流iq也减少，从而导致输出电压上升。如果以正弦共模信号输入，将产生相应的正弦输出电压，也就是说，此时差分电路有非零的共模电压增益。

当输入共模电压增大1倍时，输出共模电压也增大1倍。可以测出，单端输出峰峰值为（－177.7136）－（－177.8119）＝0.0983mV，故单端输出的共模增益为0.0983/2≈0.049。显然，双端输出的共模增益为0。

仿真可知，对于给定的共模输入电压来说，增大RQ（即图中的R3）的值，输出电压将减少，故共模增益也减少。例如，RQ为50kΩ时，单端输出的共模增益约为0.049dB； RQ为100kΩ时，单端输出的共模增益则约为0.024dB。

3. 任意输入信号vI1和vI2作用

考虑正弦波输入信号的两种情况，对应的差模、共模分量和输出电压（仿真值）的幅值如表53所示。


表53差模、共模分量和输出电压幅值


输入信号
差模、共模分量
输出电压（Q1和Q2集电极）


vI1＝101mV，vI2＝99mV
vd＝2mV，vcm＝100mV
186.4mV和178.0mV

vI1＝100.5mV，vI2＝99.5mV
vd＝1mV，vcm＝100mV
96.7mV和86.9mV




根据式vO＝Advd＋Acmvcm，考虑到差模分量与共模分量的相位，可求得两种情况下Q1和Q2集电极输出电压分别为188.5mV和178.7mV以及96.7mV和86.9mV，与仿真结果基本一致，说明了实际差分放大电路的输出是放大了的差模分量与共模分量的“和”，且当其中的差模分量增大1倍时，其输出信号并非增大1倍，即共模输入信号的存在，将使得输出信号与差模输入分量不再成正比。

图531给出了输入信号为vI1＝101mV，vI2＝99mV时，Q1和Q2集电极输出电压的仿真波形。注意，二波形的直流分量仍为－177.7628mV。



图531任意输入信号作用于差分电路



衡量差分电路质量的一个重要指标——共模抑制比（CMRR），在这里，可以求得该差分电路单端输出的CMRR＝91.8/0.049＝1873或65.5dB。

从上述分析中可知，增大偏置电流源输出电阻RQ的值，可以降低共模增益，即提高CMRR的值。对于好的差分放大电路，CMRR的典型值为80dB和100dB，为此，可选用高输出电阻的电流源，来满足设计要求。

实例设计一个差分放大电路，使它的CMRR＝95dB。

解析首先，选择电路结构。所选电路如图528所示。电路的单出差模增益为


|A·vd(单）|=12βRcrbe


单出共模增益为


|A·vc(单）|=βRcrbe+（1+β）2RQ


据此，电路的CMRR可表示为


CMRR=A·vd(单）A·vc(单）=rbe+（1+β）2RQ2rbe≈121+IQRQVT


已知CMRR＝95dB，即CMRR＝5.62×104； 取IQ＝1mA，代入上式，可求得RQ＝2.92MΩ。

现在需要设计一个电流镜，只要它的输出电阻不小于2.92MΩ，即可使差分电路的CMRR不小于95dB。我们知道，基本电流镜的输出电阻为rce，若所用晶体管的Early电压约为70V，而集电极电流为1mA，则电流镜的输出电阻仅为70kΩ，远小于设计值。因此，考虑采用Wilson电流镜，其输出电阻约为βrce/2，若取β＝120，则输出电阻为4.2MΩ，可满足设计要求。

仿真图如图532所示。图中，Q1、Q2构成差分电路，Q3、Q4、Q5构成Wilson电流镜，为差分电路提供偏置电流。集电极电阻R1、R2取10kΩ，电路为±15V双电源供电模式。晶体管选用2N3904，重新设置其电流放大系数为120。



图532设计题仿真


根据偏置电流的要求，确定电阻R3的值。R3＝（15－2×0.7）/1＝13.6kΩ。

静态测试如图532所示，Q3集电极电流为1mA； 通过AC分析，得到电路的差模增益为39.0228dB，共模增益为－63.5571dB，由此得到电路的CMRR为


39.0228－（－63.5571）＝102.5799dB



均符合设计要求。

更多差分电路的仿真，如直流传输特性、输入方式、频率响应（包括差模增益的频率响应、共模增益的频率响应和共模抑制比的频率响应）和集成电路中常见差分电路等仿真，可参见《模拟电子技术》（第2版）（微课视频版）（ISBN为9787302579816，已由清华大学出版社出版）的第6章。




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5.7互补对称放大电路

当信号经过多级放大电路后，就需要一个能向负载提供足够大的信号电压和电流的输出级，何种电路可以作输出级呢？

5.7.1电路

图533所示是人们常用的互补对称型双向射极跟随器，也就是互补对称放大电路，它的特点是具有很好的隔离作用，具有极强的带负载能力，可保证最大不失真输出电压尽可能大，还可以实现当输入电压为零时输出电压也为零。



图533互补对称型双向

射极跟随器


由于晶体管的︱VBE（on）︱约为零点几伏，当输入电压小于这个值时，晶体管处于截止状态。也就是说，当︱vI︱＜︱VBE（on）︱时，输出几乎为零； 当︱vI︱＞︱VBE（on）︱时，输出才会跟随输入。这样，RL上的波形在两管轮流工作的衔接处出现失真，我们把这种失真称为交越失真。

互补输出电路的改进： 

（1） 电阻偏置的互补输出电路，如图534所示。

（2） 二极管偏置的互补输出电路，如图535所示。

（3） VBE倍增器偏置的互补输出电路，如图536所示。

（4） 采用复合管的准互补输出电路，如图537所示。




图534电阻偏置的互补输出电路





图535二极管偏置的互补输出电路 






图536VBE倍增器偏置的互补输出电路





图537采用复合管的准互补输出电路




5.7.2仿真

1. 交越失真



图538互补输出电路的仿真图及直流电压传输特性、输入和输出波形

仿真图如图538（a）所示。通过DC扫描，可以得到互补输出电路的电压传输特性，如图538（b）所示。可以看出，当Q1或Q2导通时，曲线的斜率近似为1，仿真测试约为0.989，这等同于射极跟随器，而当输入电压在0附近（零点几伏的范围内）时，Q1或Q2输出电压为零，由此产生交越失真。在输入正弦波时，出现了交越失真的输出波形，如图538（c）所示。其中输入电压的幅值为3V，输出电压的幅值约为2.3V，相比之下，不仅后者的幅值比前者小了约0.7V，而且正负半周的衔接处还有交越失真。



除上述消除交越失真的方法以外，下面通过仿真再介绍两种方法。

（1） 集电极—基极短接的NPN和PNP偏置。仿真图如图539（a）所示。图中，Q1和Q2相同，Q3和Q4相同。输入、输出波形如图539（b）所示。其中，下波形为输入波形，上波形为输出波形，输出波形没有明显的交越失真。




图539集电极—基极短接的NPN和PNP偏置仿真图及其输入、输出波形



（2） 射极跟随器偏置。
仿真图如图540（a）所示，输入、输出波形如图540（b）所示。其中，下波形为输入波形，上波形为输出波形，输出波形没有明显的交越失真。



图540射极跟随器偏置的互补输出电路仿真图及其输入、输出波形



2. 准互补输出电路

仿真图如图541（a）所示。先不接信号源，即静态调整。调整R2为0.85kΩ，测得输出管的集电极电流约为4.23mA，即使之处于微导通状态。再接入幅值为2V、频率为1kHz的正弦波信号，输出信号波形如图541（b）所示。比较输入与输出波形，后者已无明显的交越失真，测得失真度为1.488%。



图541准互补输出电路仿真图及其输出波形





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5.8应用电路

基于差分电路和共射电路，设计一个电压放大电路。要求： 

(1) 当输入电压为零时，输出电压也为零。

(2) 电路的总电压增益Av>600dB。

(3) NPN管T1、T2选用2N2221(β=70)，T3选用2N2222(β=153)，PNP管T4选用2N3906(β=120)。取VCC=VEE=15V，IC3=0.2mA，R2=10kΩ，DZ为5.1V稳压管。



图542差分—共射放大电路

5.8.1电路

电路如图542所示。其中，T1、T2、T3组成带恒流源的差分放大电路； T3、DZ、R5和R6构成恒流源电路； T4为一级共射放大电路，它不仅完成了对差分放大级输出信号的进一步放大，而且还以单出的形式输出信号。因此，该电路为单入单出形式。


1. 静态分析

由设计要求可知，IC1=IC2=12IC3=0.1mA，于是


R6=VZ－VBE3IC3=5.1－0.70.2=22kΩ


取ID=10mA，则


R5=VEE－VZID=15－5.110≈1kΩ
IR2=VBE4R2=0.710=0.07mA
IB4=IC1－IR2=0.1－0.07=0.03mA
IC4=βIB4=120×0.03=3.6mA


由设计要求，有0=IC4R4-VEE,故R4=VEEIC4=1536≈4.17kΩ
2. 动态分析

这是一个两级放大电路，第一级为单入单出差分放大电路，故其电压增益为


Av1=-12β1(R2∥rbe4)R1+rbe1


第二级为共射放大电路，故其电压增益为


Av2=-β4R4rbe4


其中,


rbe1=300+(1+β1)26IE1=300+(1+70)×260.1=18.76kΩ
rbe4=300+(1+β4)26IE4=300+(1+120)×263.6≈1.17kΩ


所以，有


Av2=-β4R4rbe4=-120×4.171.17=-428



由设计要求可知，Av=Av1·Av2=600,故Av1=AvAv2=600-428=-1.4

由此，可得


R1=-12β1(R2∥rbe4)Av1-rbe1=70×(10∥1.17)2×1.4-18.76≈7.4kΩ


考虑到理论计算的偏差，R1可适当取值小一些，从而有利于提高第一级电压增益Av1的值，使总电压增益Av不小于600。因此取R1=2.4kΩ。

5.8.2仿真

差分—共射放大电路仿真图如图543(a)所示。

仿真时，首先调整静态参数。令vi=0，测IC3是否符合要求，实测IC3=0.206mA。测量此时的输出电压是否为零，若不为零，则可适当调整R4的值。

当R4=4.601kΩ，IC4=3.26mA时，Vo=141μV，已基本上满足设计要求。

在输入端加入适当大小的正弦波信号(如0.2mV)，频率为1kHz，用示波器观察输出波形，在不失真情况下，测量输出电压vo的值，从而求得Av的值。实测vo的峰值为125.5mV，即Av=125.5/0.2=627.5，符合设计要求。输出波形如图543(b)所示。




图543差分—共射放大电路仿真图及其输出波形